谐振复位双开关正激变换器的研究

   摘要：

1 概述

谐振复位单开关正激变换器，如图1所示，是一种结构比较简单、应用十分广泛的DC/DC变换器。它通过谐振电容Cr上的电压对变压器进行复位，该复位电压可以大于输入电压，因此，该变换器的占空比可以大于50％，适合于宽输入范围的场合。但和通常的单开关正激变换器一样，它的开关电压应力比较大，是输入电压的2倍左右，用于较高输入电压的场合有一定的困难。另外，每次开关S开通之前，Cr上电压为输入电压，在S开通时，不仅将S的寄生电容上的能量CossVin2/2消耗在开关上，同时也将Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的谐振电容，其值可能远远大于开关的寄生电容，所以，可以认为该变换器的等效开关损耗大大增加，效率将会受到严重影响。

双开关正激变换器克服了主开关电压应力大的缺点，它每个开关的电压应力等于输入电压，是单开关正激的一半左右，适用于高压输入场合。而且双开关正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位，结构上也比较简单，激磁能量和漏感能量回馈到输入侧，转换效率比较高。因此，这种双开关正激DC/DC拓扑被广泛地应用于工业界，不仅仅是高压输入场合。但是，这种双开关正激变换器有它的突出缺点，即只能工作在占空比小于50％的状态，所以，不适合用在变换范围非常宽的场合。

本文推荐了一种谐振复位双开关正激变换器，它综合了单开关谐振正激和双开关正激的优点，不仅可以工作在占空比大于50％的状态，而且又采用双开关结构，大大减小了开关的电压应力。因此，该变换器适用于高电压输入、宽变化范围的场合。

2 工作原理

谐振复位双开关正激变换器的电路如图2所示。图2中Coss1，Coss2，Coss3分别为开关S1，S2，S3的寄生输出电容，Cr为谐振电容，它并联在S2的漏源极之间，因Cr远大于开关管的寄生电容，所以Coss2可以忽略。Lm为激磁电感。为简化分析，输出电容Co被认为无穷大而以恒压源Vo代替，并假定电路已经进入稳态。

该变换器的一个开关周期可以分为6个工作阶段，分别如图3的6个等效电路所示。相应的工作波形如图4所示，其中t1－t3为死区时间td1，t5－t6为死区时间td2，这些时间实际上非常短，在图中为了更清楚地表述，将他们画得比较大。6个工作阶段的工作原理分别描述如下。

1）阶段1〔t0，t1〕如图3（a）和图4所示，该阶段S1和S2同时导通，加在变压器原边上的电压为输入电压Vin，激磁电流线性上升。同时副边整流二极管DR1导通，续流二极管DR2截止，电感L上的电流iL线性上升。

2）阶段2〔t1，t2〕t1时刻，如图3(b)和图4所示，S1和S2同时关断，折算到原边的负载电流和激磁电流一起对Coss1充电，使Coss3放电，Coss3上的电压vds3迅速下降。由于谐振电容Cr较大，在这么短的时间内Cr上的电压几乎没有上升，近似为零。因此vT就近似等于vds3，也迅速下降。但此阶段变压器上的电压vT仍为正，所以副边DR1仍导通。

    3）阶段3〔t2，t3〕t2时刻vT下降到零时，副边二极管DR1就截止，DR2导通，iL通过DR2续流，在输出电压Vo的作用下线性下降。在原边，激磁电感Lm和谐振电容Cr谐振，在Cr上产生的谐振电压按正弦变化上升，该谐振电压同时对变压器进行复位，谐振电流流过S3的体二极管，如图3(c)和图4所示。

4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻，S3的门极驱动信号vgs3变高，S3在零电压条件下开通，Lm和Cr继续谐振，Cr上的正弦谐振电压继续对变压器进行复位，谐振电流流过S3，如图3(d)和图4所示。

5）阶段5〔t4，t5〕如图3(e)和图4所示，Cr上的电压谐振到零后，激磁电流就流经S2的体二极管，而S3仍然导通，这时变压器原边的电压为零，激磁电流保持不变。副边仍然是DR1截止，DR2导通，电感电流继续下降。

6）阶段6〔t5，t6〕如图3(f)和图4所示，S3在t5时刻关断，激磁电流对Coss3进行充电，vds3一大于零，副边整流二极管DR1就导通，激磁电流流向变压器副边，但它不足以维持负载电流，所以续流二极管仍然导通。由于DR1及DR2都导通，变压器上的电压被箝在零，激磁电流保持不变。而开关S1上的电压被箝在Vin，S2上的电压则为零。

图3

    t6时刻，S1及S2同时开通，其中S2是零电压开通，而Coss1上的电荷通过S1迅速放完，电路进入到下一开关周期的阶段1，负载电流流过DR1。

由以上分析可以看到，开关S1及S3的电压应力均为输入电压Vin，而S2的电压应力则是复位电压。

3 特性分析

根据以上的分析可以看出，S1及S3为一对互补开关，两者寄生输出电容上的电压vds1与vds3之和等于输入电压Vin。因此，当其中vds1（或vds3）等于零时，vds3（或vds1）就等于Vin，可见开关S1及S3的电压应力均为输入电压。

    开关S2的源漏间并联了谐振电容Cr，其值远大于S2的寄生输出电容Coss2，所以，Cr上的电压就是S2所要承受的电压。在S1及S2关断后，激磁电感Lm和谐振电容Cr开始谐振，在Cr上产生一正弦电压对变压器进行磁复位。因此，开关S2的电压应力就是该复位电压的峰值。

可见，该变换器的开关电压应力和单开关正激变换器相比要小得多。

该变换器的另一优点是可以工作在占空比大于50％的状态下。如图4所示，当主开关S1及S2同时导通，辅助开关S3截止时，加在变压器原边的电压为正，大小等于输入电压。当主开关S1及S2同时截止，辅助开关S3导通时，Lm和Cr谐振在Cr上产生的电压对变压器进行磁复位。通过选择较小的Cr值，该复位电压可以大于输入电压，使得变压器的复位时间小于正向导通时间，从而得到一个大于50％的占空比。这样的好处是既可以减小变换器一次侧的导通损耗，又可以减小二次侧整流二极管的电压应力。

此外，由于Cr上的电压谐振到零之后，主开关S2才开通，所以谐振电容不会带来额外的损耗，相反使得S2实现了零电压开通，其本身的开关损耗也大大下降了。而S3在导通之前是体二极管导通，即S3也是零电压开通的，开关损耗大大减小。因此，该变换器的转换效率要比单开关谐振复位正激变换器高得多。

4 实验结果

一台采用谐振复位双开关正激DC/DC变换器拓扑的实验样机，验证了该拓扑的工作原理和特性。该样机的规格和主要参数如下：

输入电压Vin250V～400V；

输出电压Vo54V；

输出电流Io0～5A；

工作频率f70kHz；

主开关S1及S2STP11NM60；

辅助开关S3IRF830；

整流二极管DR1HER1604PT；

续流二极管DR2B20200；

变压器Tn=40∶20，Lm=3mH，Ls=15μH；

滤波电感L130μH；

谐振电容Cr200pF。

图5是输出4A时的主要实验波形。其中图5(a)是输入电压为250V时，变压器原边的电压波形，可以看出占空比为53％左右，证明该变换器可以工作在占空比大于50％的状态。图5(b)是输入等于400V时，主开关S1门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压正向平台为400V，正好等于输入电压。图5(c)是输入等于400V时，主开关S2门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中漏源电压按正弦变化，其峰值为460V左右，该电压对变压器进行复位。同时从图中可以看出在门极电压变高之前，vds2已经谐振到零，S2是零电压开通的。图5(d)是输入等于400V时，辅助开关S3门极驱动电压和漏源间的电压波形，其中源漏电压正向平台也为400V。

    图6给出了该变换器在不同输入电压，不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了95.3％。

5 结语

本文提出的谐振复位双开关正激变换器，既继承了谐振复位单开关正激变换器占空比可以大于50％的优点，又发挥了双开关结构的优势，使得两个主开关S1及S2的电压应力分别为输入电压和复位电压，而辅助开关S3的电压应力为输入电压，从而大大减小了开关的电压应力。另外，该变换器的开关S2与S3都实现了ZVS，大大提高了变换器的转换效率。因此，所推荐的谐振复位双开关正激变换器可以用于高电压输入、宽变化范围、高效率要求的场合。