谐振复位双开关正激变换器的研究

谐振复位双开关正激变换器的研究,第1张

   摘要:

1 概述

谐振复位单开关正激变换器,如图1所示,是一种结构比较简单、应用十分广泛的DC/DC变换器。它通过谐振电容Cr上的电压对变压器进行复位,该复位电压可以大于输入电压,因此,该变换器的占空比可以大于50%,适合于宽输入范围的场合。但和通常的单开关正激变换器一样,它的开关电压应力比较大,是输入电压的2倍左右,用于较高输入电压的场合有一定的困难。另外,每次开关S开通之前,Cr上电压为输入电压,在S开通时,不仅将S的寄生电容上的能量CossVin2/2消耗在开关上,同时也将Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的谐振电容,其值可能远远大于开关的寄生电容,所以,可以认为该变换器的等效开关损耗大大增加,效率将会受到严重影响。

双开关正激变换器克服了主开关电压应力大的缺点,它每个开关的电压应力等于输入电压,是单开关正激的一半左右,适用于高压输入场合。而且双开关正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位,结构上也比较简单,激磁能量和漏感能量回馈到输入侧,转换效率比较高。因此,这种双开关正激DC/DC拓扑被广泛地应用于工业界,不仅仅是高压输入场合。但是,这种双开关正激变换器有它的突出缺点,即只能工作在占空比小于50%的状态,所以,不适合用在变换范围非常宽的场合。

本文推荐了一种谐振复位双开关正激变换器,它综合了单开关谐振正激和双开关正激的优点,不仅可以工作在占空比大于50%的状态,而且又采用双开关结构,大大减小了开关的电压应力。因此,该变换器适用于高电压输入、宽变化范围的场合。
谐振复位双开关正激变换器的研究,第2张
2 工作原理

谐振复位双开关正激变换器的电路如图2所示。图2中Coss1,Coss2,Coss3分别为开关S1,S2,S3的寄生输出电容,Cr为谐振电容,它并联在S2的漏源极之间,因Cr远大于开关管的寄生电容,所以Coss2可以忽略。Lm为激磁电感。为简化分析,输出电容Co被认为无穷大而以恒压源Vo代替,并假定电路已经进入稳态。

该变换器的一个开关周期可以分为6个工作阶段,分别如图3的6个等效电路所示。相应的工作波形如图4所示,其中t1-t3为死区时间td1,t5-t6为死区时间td2,这些时间实际上非常短,在图中为了更清楚地表述,将他们画得比较大。6个工作阶段的工作原理分别描述如下。

1)阶段1〔t0,t1〕如图3(a)和图4所示,该阶段S1和S2同时导通,加在变压器原边上的电压为输入电压Vin,激磁电流线性上升。同时副边整流二极管DR1导通,续流二极管DR2截止,电感L上的电流iL线性上升。

2)阶段2〔t1,t2〕t1时刻,如图3(b)和图4所示,S1和S2同时关断,折算到原边的负载电流和激磁电流一起对Coss1充电,使Coss3放电,Coss3上的电压vds3迅速下降。由于谐振电容Cr较大,在这么短的时间内Cr上的电压几乎没有上升,近似为零。因此vT就近似等于vds3,也迅速下降。但此阶段变压器上的电压vT仍为正,所以副边DR1仍导通。
谐振复位双开关正激变换器的研究,第3张
    3)阶段3〔t2,t3〕t2时刻vT下降到零时,副边二极管DR1就截止,DR2导通,iL通过DR2续流,在输出电压Vo的作用下线性下降。在原边,激磁电感Lm和谐振电容Cr谐振,在Cr上产生的谐振电压按正弦变化上升,该谐振电压同时对变压器进行复位,谐振电流流过S3的体二极管,如图3(c)和图4所示。

4)阶段4〔t3,t4〕t3时刻,S3的门极驱动信号vgs3变高,S3在零电压条件下开通,Lm和Cr继续谐振,Cr上的正弦谐振电压继续对变压器进行复位,谐振电流流过S3,如图3(d)和图4所示。

5)阶段5〔t4,t5〕如图3(e)和图4所示,Cr上的电压谐振到零后,激磁电流就流经S2的体二极管,而S3仍然导通,这时变压器原边的电压为零,激磁电流保持不变。副边仍然是DR1截止,DR2导通,电感电流继续下降。

6)阶段6〔t5,t6〕如图3(f)和图4所示,S3在t5时刻关断,激磁电流对Coss3进行充电,vds3一大于零,副边整流二极管DR1就导通,激磁电流流向变压器副边,但它不足以维持负载电流,所以续流二极管仍然导通。由于DR1及DR2都导通,变压器上的电压被箝在零,激磁电流保持不变。而开关S1上的电压被箝在Vin,S2上的电压则为零。

图3

    t6时刻,S1及S2同时开通,其中S2是零电压开通,而Coss1上的电荷通过S1迅速放完,电路进入到下一开关周期的阶段1,负载电流流过DR1。

由以上分析可以看到,开关S1及S3的电压应力均为输入电压Vin,而S2的电压应力则是复位电压。

3 特性分析

根据以上的分析可以看出,S1及S3为一对互补开关,两者寄生输出电容上的电压vds1与vds3之和等于输入电压Vin。因此,当其中vds1(或vds3)等于零时,vds3(或vds1)就等于Vin,可见开关S1及S3的电压应力均为输入电压。
谐振复位双开关正激变换器的研究,第4张
    开关S2的源漏间并联了谐振电容Cr,其值远大于S2的寄生输出电容Coss2,所以,Cr上的电压就是S2所要承受的电压。在S1及S2关断后,激磁电感Lm和谐振电容Cr开始谐振,在Cr上产生一正弦电压对变压器进行磁复位。因此,开关S2的电压应力就是该复位电压的峰值。

可见,该变换器的开关电压应力和单开关正激变换器相比要小得多。

该变换器的另一优点是可以工作在占空比大于50%的状态下。如图4所示,当主开关S1及S2同时导通,辅助开关S3截止时,加在变压器原边的电压为正,大小等于输入电压。当主开关S1及S2同时截止,辅助开关S3导通时,Lm和Cr谐振在Cr上产生的电压对变压器进行磁复位。通过选择较小的Cr值,该复位电压可以大于输入电压,使得变压器的复位时间小于正向导通时间,从而得到一个大于50%的占空比。这样的好处是既可以减小变换器一次侧的导通损耗,又可以减小二次侧整流二极管的电压应力。

此外,由于Cr上的电压谐振到零之后,主开关S2才开通,所以谐振电容不会带来额外的损耗,相反使得S2实现了零电压开通,其本身的开关损耗也大大下降了。而S3在导通之前是体二极管导通,即S3也是零电压开通的,开关损耗大大减小。因此,该变换器的转换效率要比单开关谐振复位正激变换器高得多。
谐振复位双开关正激变换器的研究,第5张
4 实验结果

一台采用谐振复位双开关正激DC/DC变换器拓扑的实验样机,验证了该拓扑的工作原理和特性。该样机的规格和主要参数如下:

输入电压Vin250V~400V;

输出电压Vo54V;

输出电流Io0~5A;

工作频率f70kHz;

主开关S1及S2STP11NM60;

辅助开关S3IRF830;

整流二极管DR1HER1604PT;

续流二极管DR2B20200;

变压器Tn=40∶20,Lm=3mH,Ls=15μH;

滤波电感L130μH;

谐振电容Cr200pF。

图5是输出4A时的主要实验波形。其中图5(a)是输入电压为250V时,变压器原边的电压波形,可以看出占空比为53%左右,证明该变换器可以工作在占空比大于50%的状态。图5(b)是输入等于400V时,主开关S1门极驱动电压和漏源间的电压波形,其中漏源电压正向平台为400V,正好等于输入电压。图5(c)是输入等于400V时,主开关S2门极驱动电压和漏源间的电压波形,其中漏源电压按正弦变化,其峰值为460V左右,该电压对变压器进行复位。同时从图中可以看出在门极电压变高之前,vds2已经谐振到零,S2是零电压开通的。图5(d)是输入等于400V时,辅助开关S3门极驱动电压和漏源间的电压波形,其中源漏电压正向平台也为400V。
谐振复位双开关正激变换器的研究,第6张
    图6给出了该变换器在不同输入电压,不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了95.3%。

5 结语

本文提出的谐振复位双开关正激变换器,既继承了谐振复位单开关正激变换器占空比可以大于50%的优点,又发挥了双开关结构的优势,使得两个主开关S1及S2的电压应力分别为输入电压和复位电压,而辅助开关S3的电压应力为输入电压,从而大大减小了开关的电压应力。另外,该变换器的开关S2与S3都实现了ZVS,大大提高了变换器的转换效率。因此,所推荐的谐振复位双开关正激变换器可以用于高电压输入、宽变化范围、高效率要求的场合。

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