一种多路输出军用车载电源的设计_技术

一种多路输出军用车载电源的设计　

1 引言

图1 电路框图

考虑到输出独立保护的要求，本电源采用了两路独立的电路结构，24V输出功率较大采用Forward，5V输出功率较小采用Flyback。

下面就电路中一些特殊的设计做一些介绍。

2 散热器设计

散热方式是电源产品设计中首先需要考虑的部分，因为，它关系着电路设计中元器件的选取，PCB的设计等一系列问题。通常的电源产品都采用风扇冷却，这样可以达到比较好的散热效果。

本文提到的军用车载电源，由于长期工作在震动和冲击的环境下，采用风扇冷却会影响电源系统的可靠性，因此，采用自然冷却的散热结构。整个装置的散热器结构安排如图2所示。功率半导体器件放在PCB板的背面并紧贴底板，直接通过底板散热，底板采用厚铝材料，整个装置安装在大铁板上（装甲车）。装置的两侧用带翼的散热片，兼起支撑作用。这样整个散热器的安排不但能达到比较好的散热效果，还可以充分利用PCB板的空间，一定程度上减少了整个装置的体积。

图2 散热器结构

3 三重过流保护

由于是军用车载电源，对装置的稳定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重过流保护，即微秒级保护、毫秒级保护及秒级保护。

3.1 微秒级保护

微秒级保护是指电源出现输出过流或者短路时，在一个开关周期内就能进行保护。因为，通常开关周期都是设计为微秒级，所以，称此保护为微秒级保护。具体的实施方法如图3所示，峰值电流控制信号连到PWM芯片L5991[1]的脚ISE，当脚ISE的电压大于1V时，L5991输出就为低电平，从而关断开关管。此保护在每个开关周期进行判断，因此，反应速度比较快，用以保护瞬间的过流。

图3 电流峰值保护及恒流保护电路

3.2 毫秒级保护

毫秒级保护是指PI环的恒流保护，它的保护时间一般在几十到几百个开关周期，这里就称它为毫秒级保护。由于取样电流峰值保护是单周保护，稳定性不是很好，只能对过渡过程的过流进行有效的保护。因此，针对较长时间的短路或过流，在这里采用PI环的恒流保护还是很有必要的。图3虚线框内为恒流保护电路，它利用峰值电流控制中的电流信号作为输入信号，通过一个由D1，R1，C1组成的峰值保持电路和由运放组成的PI环节得到一个误差信号，在变换器的输出电流超过限定值的时候，该误差信号就会控制PWM芯片的占空比，从而使输出电流保持在限定值。由于D2存在，当输出电流低于限流值时，该部分电路对占空比的控制不起作用。

3.3 秒级保护

秒级保护是指电路中的自恢复保险丝保护（自恢复保险丝的保护时间在几秒以上），如图1所示。当电路处于上述的恒流保护，如果时间过长会使装置过热，若按照过流保护来做热设计会增加装置的成本。因此，对于长时间(几秒以上)的短路或过流，需要用保险丝进行保护。本装置中采用的是自恢复保险丝，当负载恢复正常时，自恢复保险丝也能恢复到正常导通状态。采用自恢复保险丝的另外一个原因是装置要求的每路负载独立保护，当一路过流保护时，该路的自恢复保险丝断开，其他几路还能正常工作。5V那一路没加自恢复保险丝是考虑到它本身就只有一路负载，可以通过微秒级和毫秒级实现保护，另外由于5V输出电压比较小，加上自恢复保险丝会影响其输出调整率。

4 RCD/RC双重吸收

反激变换器由于变压器漏感的存在，当开关管关断时，开关管的D－S两端会产生比较高的电压尖峰。这个电压尖峰增大了开关管的电压应力，同时又会产生电磁干扰，因此，必须采用吸收电路加以抑制。RCD吸收电路由于简洁且易实现，在小功率场合是比较常用的。RCD吸收反激变换器如图4所示。从图6中可以看到，加RCD吸收电路以后，开关管D－S两端的电压尖峰大大地减少了，但是，同时也产生了新的更高频率的振荡，究其原因是变压器原边漏感与二极管的结电容谐振引起的。从电磁兼容考虑该振荡必须加以抑制。改变R，C，D的参数对新的振荡的影响并不大，因此，需要附加其它电路来抑制，在开关管D－S两端加上RC吸收电路在实验中取得了比较理想的效果。图5即为RCD/RC双重吸收电路，图7所示的是RCD吸收反激变换器和RCD/RC双重吸收反激变换器开关管Vds的实验波形。

图4 RCD吸收电路

图 5RCD/RC双重吸收电路

(a) Without snubber (b) RCD snubber

图6 加RCD吸收电路前后vds的实验波形

(a) RCD snubber (b)RCD/RC snubber

图7 加RCD吸收电路及RCD/RC双重吸收电路后vds的实验波形

5 谐振RCD复位

正激变换器有很多种复位方式：谐振复位；第三绕组复位；RCD复位；有源钳位等。这里介绍一种低成本折衷的方案：谐振RCD复位。

如图8(a)所示，谐振复位正激变换器是在主开关S上并联了一只电容C，通过电容C和变压器激磁电感Lm谐振产生一个正弦波对变压器复位。图8(b)是谐振复位正激变换器的主要工作波形，其中VT是变压器上的电压，iLm是变压器的激磁电流。这些波形考虑到变压器漏感的存在，并且是在重载下的波形。若不考虑漏感或是负载电流为零的情况下，谐振复位电压应该是一个正弦波。开关管关断瞬间，变压器上有一个电压尖峰，那是由于漏感Ls中贮存的能量向谐振电容C转移而引起的，即为变压器漏感和电容C的谐振。该谐振周期要远小于激磁电感和电容C的谐振周期。

(a) 谐振复位正激变换器

(b) 谐振复位正激变换器工作波形

图8 谐振复位正激变换电路及工作波形

图9(a)所示的是RCD复位正激变换器，即在变压器上并联了一个由二极管D，电容C，电阻R组成的环节，在开关S关断时由激磁电感和漏感的感应电势使二极管D导通，由电容C上的电压对变压器复位。图9(b)是RCD复位正激变换器的主要工作波形。电容C两端电压在一个开关周期内近似为直流电压，则RCD复位电压是一个方波。同样在开关管关断瞬间，变压器上有一个电压尖峰，是由变压器漏感与开关管结电容谐振引起的。

(a) RCD复位正激变换器

(b) RCD复位正激变换器工作波形

图9 RCD复位正激变换器电路及工作波形

谐振复位和RCD复位都有其各自的优缺点，而且，两种复位方式的优缺点基本上是互补的。

1）根据伏秒平衡原理，VT一个周期内平均值要等于零。谐振复位的复位电压是正弦波，因此复位电压的平台相对比较高，即开关管S的VDS电压平台比较高，而RCD复位的复位电压是方波，所以复位电压的平台相对比较低，也即开关管S的VDS电压平台比较低。

2）谐振复位正激变换器变压器上的电压尖峰（最终反映到vDS的电压尖峰）是由变压器漏感LS与电容C谐振造成的，而RCD复位正激变换器变压器上的电压尖峰是由变压器漏感LS与开关管S的结电容谐振造成的。由于电容C的容量远远大于开关管S的结电容，谐振复位电压尖峰的谐振周期要远大于RCD复位电压尖峰的谐振周期，因此，在变压器漏感LS上的负载电流能量一定的情况下，谐振复位的电压尖峰幅度要比RCD复位的电压尖峰幅度低得多。从另一个角度理解，可以认为谐振复位正激变换器在开关管D－S间并联的电容C起到了吸收电压尖峰的作用。

3）RCD复位正激变换器的激磁能量和漏感能量全部消耗在电阻R上，而谐振复位正激变换器的激磁能量和漏感能量基本上没有消耗，见图8(b)。但是由于谐振复位正激变换器在开关导通之前，电容C两端的电压为Vin，因此有CVin2的能量消耗在开关管开通过程中。

4）从图8(b)及图9(b)iLm波形可以看到，谐振复位正激变换器变压器磁偏比较小，而RCD复位正激变换器变压器磁偏较大。

以上分析可以得知，两种复位方式的正激变换器都有各自的优点，但缺点也比较明显，在某些时候设计起来有较大的瓶颈。这就不难想到将两种复位方式结合起来，来软化它们各自的缺点，同时还能带来新的优点，即谐振RCD复位正激变换器。

图10(a)所示的即为谐振RCD复位正激变换器，可以看到在线路上它就是谐振复位正激变换器和RCD复位正激变换器的结合。图10(b)是谐振RCD复位正激变换器的主要工作波形。谐振RCD复位正激变换器在一个周期内可以分为5个阶段。

(a) 谐振RCD复位正激变换器

(b) 谐振复位RCD正激变换器工作波形

图10 谐振RCD复位正激变换器电路及工作波形

（1）阶段1〔t0～t1〕 t0时刻主开关S开通，变压器上承受输入电压，激磁电流线形上升。副边二极管DR1导通。

（2）阶段2〔t1～t2〕 t1时刻S关断，首先发生的是谐振复位，漏感上的贮存能量向电容C2转移，产生一个电压尖峰（这是漏感和电容C2的谐振）。然后激磁电感和漏感加在一起和电容C2谐振。因变压器上电压为下正上负，所以副边整流二极管DR1截止，续流二极管DR2导通。

（3）阶段3〔t2～t3〕当复位电压谐振到超过C1上的电压，二极管D就导通，激磁电流流向电容C1。成为RCD复位的状态。此时激磁电流线性下降。这也保证了复位电压不会过高，从而使得开关管的电压应力得到控制。当激磁电流下降到零，该状态结束。

（4）阶段4〔t3～t4〕激磁电流下降到零之后，二极管D就截止。但是，C2上的能量又会回馈给激磁电感，也就是说，此时是C2和激磁电感发生谐振。C2上电压下降，激磁电流反向增加。直到C2上电压下降到与输入电压相等，也就是变压器上电压下降到零，该状态结束。

（5）阶段5〔t4～t5〕变压器上电压只要出现一个微小的上正下负的值，副边二极管DR1就导通，激磁电流流过DR1。但是该电流不足以提供负载电流，所以，续流管DR2也继续保持导通，提供不足部分的负载电流。同时DR1和DR2共同导通也保证了变压器上电压为零，激磁电流保持不变。该状态一直保持到开关管S的再次导通。

谐振RCD复位正激变换器谐振电容C2的取值应该小于谐振复位正激变换器的谐振电容C，这样在谐振复位阶段（阶段2和阶段4）复位电压的上升和下降比较快，所以在同是t2时间内完成复位的情况下，谐振RCD复位正激变换器的平台电压要比谐振复位低，接近RCD复位正激变换器的平台电压。由于C2小于C，但比开关管的结电容还是大很多，因此谐振RCD复位正激变换器变压器的电压尖峰比谐振复位的略大，而比RCD复位的小很多。从以上分析得到，谐振RCD复位正激变换器变压器的电压平台及尖峰都较低，因此，开关应力较低。而在激磁能量损耗（有部分的激磁能量回馈），开关损耗（C2<C），变压器磁偏（见各种复位方式的激磁电流波形）方面，谐振RCD复位正激变换器是谐振复位正激变换器和RCD复位正激变换器的折衷。

6 饱和电感的应用

由于该电源装置是低压大电流输入和输出，所以，二极管上的反向恢复问题相当严重，尤其是正激变换器的续流二极管DR2。图11(a)是正激变换器的DR2上的电压波形，可以看到有很高的电压尖峰。这不仅增加了损耗，抬高了所需器件的额定电压值，而且对于电磁兼容也是非常不利的。采用饱和电感和二极管串联，如图11(b)所示，可以大大削弱二极管的反向恢复，同时又不会增加很多损耗。加了饱和电感后，二极管DR2上电压波形如图11(b)所示。可以看到加了饱和电感后，DR2上的电压尖峰从将近160V降到了80V。