非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法

非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法,第1张

非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法

阮新波,危健,薛雅丽

(南京航空航天大学航空电源重点实验室,江苏 南京 210016)

    摘  要:在非隔离三电平变换器中,分压电容必须是均压的,以保证开关管电压应力相等。在实际应用中,由于控制电路和/或驱动电路有差异,开关管的导通时间不完全相等,使得分压电容不均压,这样开关管电压应力不相等。为了解决这个问题,该文提出一种均压方法,它通过调整开关管的导通时间,确保分压电容均压,论文最后给出实验结果,以验证本方法的有效性。
    关键词:三电平变换器;脉宽调制;交错控制

1  引言
    文[1]~[6]所讨论的三电平(Three-level,TL)变换器的最大优点是它的开关管电压应力为输入直流电压的一半,因此非常适用于高输入电压中大功率应用场合。该TL变换器实质上是一个半桥变换器,因此应更准确地定义为半桥TL变换器。文[7]分析了半桥TL变换器的推导思路,并将该推导思路推广到所有的直流变换器中,由此提出了一族TL变换器电路拓扑,包括Buck,Boost,Buck-Boost,Cuk,Sepic,Zeta等6种非隔离的TL变换器,以及Forward,Flyback,Push-Pull,半桥和全桥等隔离的TL变换器,这些变换器中开关管的电压应力为其原型电路的一半,其中6种非隔离的TL变换器和全桥TL变换器还可以得到三电平波形,从而大大减小滤波元件的大小。
   在6种非隔离的TL变换器中,为了得到三电平波形,2只开关管为交错控制,其驱动信号相差180°相角。为了确保TL变换器正常工作,其分压电容必须均压。在实际应用中,由于控制电路和/或驱动电路总有微小差异,开关管的导通时间不可能完全相等,这样使得分压电容不均压,因此开关管电压应力也不相等,三电平波形也不对称。为了解决这个问题,本文提出一种方法,它通过调整开关管的导通时间,确保分压电容均压,论文最后给出实验结果,以验证本方法的有效性。
2  分压电容不均压的原因
2.1  Buck变换器的工作原理
    图1给出了6种非隔离的TL变换器,下面以Buck TL变换器为例分析分压电容不均压的原因。
    图2给出了Buck TL变换器的主要波形。Q1和Q2为交错控制,其驱动信号相差180º相角。
    当开关管的占空比D>0.5时,在1个开关周期,一段时间内2只开关管同时导通,输入电压为负载提供能量,滤波器上的电压vAB=Vin;一段时间内只有Q1或Q2导通,此时分压电容Cd1或Cd2向负载提供能量,vAB= Vin/2。当开关管的占空比D<0.5时,在1个开关周期,一段时间内只有Q1或Q2导通,此时分压电容Cd1或Cd2向负载提供能量,vAB=Vin/2;一段时间内2只开关管同时关断,滤波电感电流通过D1或D2续流,vAB=0。无论占空比大于或小于0.5,当滤波电感电流连续时,输出电压与输入电压的关系为Vo /Vin=D




2.2  分压电容不均压的原因
    在1个开关周期内,当只有1只开关管导通时,2只分压电容轮流为负载提供能量。如果2只开关管的占空比完全相等,且开关管的特性完全相同,那么2只分压电容在1个开关周期内提供的能量完全相等,其电压是均衡的,均为输入电压Vin的一半,即VCd1 =VCd2=Vin/2。此时2只开关管的电压应力均为Vin/2,当只有1只开关管导通时,加在滤波器两端的电压vAB=Vin/2。
    采用交错控制的控制电路框图及其主要波形如图3所示。时钟信号C1和C2相差180º,它们分别对应的锯齿波VRAMP1和VRAMP2也相差180º,电压误差放大器的输出信号VEA_Vo分别与VRAMP1和VRAMP2相比较,再通过2个RS触发器得到相差180º的驱动信号Q1和Q2。
    在实际电路中,2个锯齿波不可能做到完全匹配,同时开关管的驱动电路以及开关管的开关特性也不可能完全相同,因此2只开关管的占空比必然存在一定的差异,这样2只分压电容在1个周期内所提供的能量不可能相等,其电压将1个高于Vin/2,另1个低于Vin /2。在图4中,假如Q1的导通时间比Q2多Dt,此时在1个周期内Cd1比Cd2提供的能量多,Cd1的电压低于Vin /2,而Cd2的电压高于Vin/2。相应地,Q1的电压应力低于Vin/2,而Q2的电压应力高于Vin/2。当只有Q1导通时,vAB低于Vin/2,而当只有Q2导通时,vAB高于Vin/2,因此vAB是不对称的。显然此时Buck TL变换器不能正常工作。


3  分压电容均压的方法
3.1  Buck TL变换器
   为了使Buck TL变换器正常工作,必须确保分压电容均压,因此需要对开关管的占空比进行修正。图5给出了带有分压电容均压电路的交错控制电路框图及其主要波形。在图5(b)中,2个锯齿波的电压幅值不相等,VRAMP1的电压幅值大于VRAMP2的电压幅值,如果没有分压电容均压电路,Q1的占空比比Q2的占空比小,这样Cd1的电压比Cd2的电压高。

    为了确保分压电容均压,只要保证其中1只分压电容电压为Vin/2就可以了,由于Cd2与输入电源共地,因此可选择Cd2作为控制对象,使其电压为Vin/2。将Cd2的电压和输入电压Vin进行采样后进行比较,其误差经误差放大器后得到VEA_Cd。注意Cd2的电压和Vin的反馈系数分别为Kf_in和Kf_in/2。VEA_Cd作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号VEA_Vo进行相加后作为误差信号VEA1。对VEA_Cd进行反向后作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号VEA_Vo进行相加后作为误差信号VEA2。
    在图5(b)中,由于Cd2的电压低于Vin/2,那么VEA_Cd为正,它使VEA1升高,使Q1的占空比增大。与此同时-VEA1为负,它使VEA2降低,使Q2的占空比减小。通过对占空比的一加一减,使Cd2的电压升高,Cd1的电压降低,这样就使2个分压电容电压均为Vin/2,从而达到均压的目的。相反地,如果Cd2的电压高于Vin/2,那么VEA_Cd为负,它使VEA1降低,使Q1的占空比减小。与此同时,-VEA1为正,它使VEA2升高,使Q2的占空比增大。通过对占空比的一加一减,使Cd2的电压降低,Cd1的电压升高,这样就使2个分压电容电压均为Vin/2。


    实际上,也可以只对Q1的占空比进行修正,同样可以达到分压电容均压的目的,但这种方法不如前一种方法效果好。
3.2  其他非隔离TL变换器
    该均压方法可以应用到其它5种非隔离TL变换器中,只不过是所控制的对象略有不同。表1给出了各非隔离TL变换器中均压电路的2个反馈信号。
    对于Boost TL变换器,需要保证2个输出滤波电容均压,其均压电路的反馈信号分别为Vo和Vcd2。Cuk TL变换器需要保证2个中间储能电容Cb1和Cb2均压,其均压电路的反馈信号分别为Vin+Vo和Vcb2。Buck-Boost TL变换器有2个输入滤波电容和2个输出滤波电容,Sepic TL变换器有2个输出滤波电容和2个中间储能电容,Zeta TL变换器有2个输入滤波电容和2个中间储能电容,对于这3种变换器,只要保证其中一对分压电容均压,就可以保证另一对分压电容均压。考虑到电压反馈的方便性,Buck-Boost TL变换器均压电路的反馈信号分别为Vcf1和Vo;Sepic TL变换器均压电路的反馈信号分别为Vo和Vcf2;Zeta TL变换器均压电路的反馈信号分别为Vin和Vcd2。

4  实验验证
    为了验证均压电路的可行性,我们选择Buck TL变换器进行了实验验证。变换器的输入电压为220~300V直流电压,输出电压为200V直流电压,额定输出电流为10A,开关频率为50kHz。
    图6给出了Buck TL变换器采用均压电路前后的实验波形。在采用均压电路之前,输入分压电容不均压,2只开关管的电压应力不相等,vAB在本应为Vin/2时,相邻的2个电压不相等,一个高于Vin/2,另一个低于Vin/2,如图6(a)所示。采用均压电路后,2只分压电容电压相等,2只开关管的电压应力均为Vin/2,并且vAB真正在Vin和Vin/2之间变化,如图6(b)所示。
    图7和图8给出了Buck TL变换器在输入电压和负载突变时的实验波形。在额定输出时,当输入电压从220V突升到300V再突降到220V时,分压电容Cd2的电压基本上为输入电压的一半,如图7所示。在输入电压为额定电压250V时,当负载从100%负载突变到10%负载再突变到100%负载时,分压电容Cd2的电压基本上为输入电压的一半,如图8所示。这里要说明的是,在负载突变时,输入电压有一定的变化,这是因为我们所采用的电源不是可编程电源,在不同负载时,电压有少许变化。图7和图8说明均压电路在输入电压和负载突变过程中依然能保证2只分压电容均压。



5  结论
    为了保证非隔离三电平变换器正常工作中,其分压电容必须均压。由于实际的控制电路和/或驱动电路总有一定差异,2只开关管的导通时间不完全相等,分压电容不能完全均压,这样使得开关管电压应力不相等。本文提出一种均压方法,它通过调整开关管的导通时间,确保分压电容均压,实验结果验证了本方法的有效性。

参考文献

[1]      Pinheiro J R,Barbi I.The three-level zvs pwm converter-A new concept in high-voltage dc-to-dc conversion[A].IEEE IECON [C].1992:173-178.
[2]      Pinheiro J R,Barbi I.Wide load range the three-level zvs-pwm dc-to-dc converter[A].Proceedings of IEEE PESC[C].1993:171-177.

[4]      Xinbo Ruan,Linquan Zhou,Yangguang Yan.Soft-switching PWM three-level converters[J].IEEE TransacTIons on Power Electronics,2001,16(5):612-622.
[5]      Xinbo Ruan,Dayu Xu,Linquan Zhou,et al.Zero-voltage-switching pwm three-level converter with two clamping diodes[J].IEEE TransacTIons on Industrial Electronics,2002,4(94):790-799.
[6]      李斌,阮新波(Li Bin,Ruan Xinbo).倍流整流方式ZVS PWM三电平变换器(Current-Doubler-RecTIeier ZVS PWM three-level converlers)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2002,22(9):79-83.
[7]      Ruan Xinbo,Li Bin,Chen Qianhong.Three-level converters--A new approach in high voltage DC-to-DC conversion[A].Proceedings of IEEE PESC[C].2002:663-668.

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