采用ADS的CMOS双平衡混频器设计

采用ADS的CMOS双平衡混频器设计,第1张

  分析了Gilbert结构有源双平衡混频器的工作机理,以及混频器的转换增益、线性度与跨导、CMOS沟道尺寸等相关电路参数间的关系,并据此使用ADS软件进行设计及优化。在采用TSMC 0.25μm CMOS工艺,射频信号为2.5GHz,本振信号为2.25GHz、中频信号为250MHz时,2.5V工作电压的情况下仿真得到的转换增益为10.975dB,单边带噪声系数为9.09dB,1dB压缩点为1.2dBm,输出三阶交调截止点为11.354dBm,功耗为20mW。

  CMOS技术本身具有低价格、低功耗、易于集成的特点,使得射频集成电路向着高集成度、高性能和低功耗低成本的的趋势发展,加之半导体工艺的进步,基于CMOS技术的器件的工作频率已能达到20GHz,并且完全可以与收发器后端电路实现单片集成,极大推动了无线通信技术的发展。

  混频器利用器件的非线性特性来实现信号载波频率的变化,产生输入频率的和频和差频分量。作为无线通信系统射频前端的核心部分之一,其性能的好坏将直接影响整个系统的性能。目前已有种类繁多的全集成CMOS混频器,本文采用TSMC的0.25μm CMOS管模型设计了一种有源Gilbert结构双平衡混频器。根据在2.5GHz的射频输入下得到的仿真结果,该设计完全可以满足802.11b/g/n与Bluetooth等无线通信的要求。

  1 CMOS双平衡混频器的分析及设计

  

采用ADS的CMOS双平衡混频器设计,第2张

 

  Gilbert单元结构如图1所示。这种结构主要由开关管(M1、M2、M3、M4)和跨导晶体管(M5、m6)组成。本振信号VLO从开关管的栅极引入,射频信号VRF加在具有固定偏置的跨导级差分对M5与M6的栅极(M5和M6工作在饱和区),将VRF信号转换成电流信号;M1~M4工作在近饱和状态,是两对开关,由本振大信号来驱动两对管交替开关,达到混频的目的;R1是电阻负载,通过负载电阻将混频后的电流信号转换成电压信号VIF输出。

  假设VRF的输入信号为一正弦信号

  

采用ADS的CMOS双平衡混频器设计,第3张

 

  跨导晶体管M5和M6的跨导为GM,并假定开关对管M1~M4在VLO的驱动下,处于理想开关状态,M1和M4、M2和M3两两组合通断,由于该混频电路的对称性,不再分别进行讨论。当方波在正半周期,M1和M4导通时,跨导晶体管M5、M6的漏电流ID输出为

  

采用ADS的CMOS双平衡混频器设计,第4张

 

  根据式(4)的中频输出可以看出,输出信号既不包含输入射频信号频率分量,也不包含本振信号频率分量,因此理想双平衡混频器能够有效抑制RF-IF和LO-IF信号馈通,因此具有极好的端口隔离度。另外,差分的射频输入信号也可以抑制射频信号中的共模噪声。但是需要补充说明一点,要使M1~M4成为理想的开关,输入本振信号应该是理想的方波,在低电平时MOS能够完全关断,源漏电阻Roff为无穷大;在高电平时能将MOS完全打开,导通电阻Ron近似为零,这种射频方波信号在电路中很难实现。实际电路中驱动开关管的一般是幅度较大的正弦信号来替代。

  另外,电路中CMOS管沟道尺寸及相关参数有如下公式

  

采用ADS的CMOS双平衡混频器设计,第5张

 

  其中W/L为CMOS管沟道尺寸之比,μN为沟道载流子的迁移率,COX为单位面积的栅级电容,ID为漏电流,VGS为栅源间的电压,VTH为MOS管的阈值电压

  由式(5)可知,在开关近似理想的状态下,整个混频器的增益只与跨导GM和负载电阻RL有关,同时,增益的线性度是由跨导电路的线性度决定的。但是,由于CMOS器件的跨导较小,故跨导大小的选取要受到实际电路模型的限制;而负载电阻会给整个电路引入热噪声,使噪声系数的恶化,且过大的负载电阻也会使整个混频器的工作电压和功耗上升,所以RL不宜过大;而因此需通过选取适当的转换增益来对RL和GM进行选取。开关管M1~M4的沟道尺寸通过使栅极过驱动电压VGS-VTH的值在0.1~0.3V之间时根据式(7)确定,而M5、M6的尺寸可通过GM和适当的漏电流Id,再根据式(6)来求得。故混频器的设计中需要将转换增益、线性度、噪声系数、功耗等性能指标之间进行折中,来实现整体设计的最佳性能。

  因此,为实现上述目标,我们需先对若干参数的取值范围进行限定,再根据其余参数间的互相关系对它们的取值范围进行选取,最后通过仿真结果的比对来选定一组相对最优参数。

  

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