用MAX2648 5GHz LNA设计获得高频稳定性_技术

用MAX2648 5GHz LNA设计获得高频稳定性

摘要：射频输入输出匹配网络是确定5GHz LNA性能的关键因素。本应用笔记给出了一个确保MAX2648在所有频率下稳定工作的简单方法，即在输出匹配网络中使用一个容性微带元件。不同应用所需要的匹配网络会稍有不同，但基本原理对大多数情况都是适合的。一个小小的容性短截线就能够确保稳定性。

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MAX2648 LNA在5GHz至6GHz频段具有17dB的增益和1.8dB的噪声系数。与所有优秀的微波器件一样，MAX2648 LNA工作在高频时(高至20GHz)具有极高的增益。众所周知，如果不采取适当的微波设计技术，这种放大器在频率大于10GHz时潜在着自激振荡的可能。本应用笔记阐述了MAX2648 LNA微波匹配电路的设计方法，在保证稳定工作的前提下获得尽可能高的性能指标。

设计中要考虑的因素

以下是设计高性能微波LNA时需要考虑的因素：

PCB材料的选择
元件的选择
电源旁路
输入和输出匹配电路

PCB材料的选择

在5GHz频段，低噪声放大器前、后的传输线损耗都是显著的。放大器输入端的线上损耗尤其重要，因为这种损耗将直接叠加到LNA的噪声系数中。由此，建议使用低损耗的电介质材料作为PCB材料。例如，MAX2648评估板采用10mil厚的Rogers 4350 “基于FR4的层压板”材料。层压板使微波传输带具有稳定的损耗因数，而且FR4板提供了一种低成本支持。

电容的选择

为了达到最优的噪声系数，在输入输出匹配电路中使用高Q值电容至关重要。使用低Q元件将对噪声系数产生不利影响。在MAX2648评估板上进行的实验表明：当使用普通有损电容(如jelly-bean NPO)取代高Q电容(如ATC或Vitramon)时，噪声系数将损失0.2dB。然而，高Q瓷片电容过于昂贵，不适合批量产品的设计，作为在成本和性能之间的折中可以选择Murata的GJ615系列产品。

电源旁路

为了在微波频段稳定工作，电源旁路是十分必要的。值得注意的是要选择一个在去耦频点阻抗最低的电容。例如，1000pF的电容并不适合高频去耦，因为它的最低阻抗出现在几百MHz频率以下。在5GHz频点，自激振荡频率会使它更像一个电感器。所以，高频去耦时电容一般应小于10pF并放在靠近IC的地方。对于低频去耦，1000pF与0.01µF的电容一起使用是一个很好的选择，而且它们不必直接放在IC引脚处。

输入和输出匹配

MAX2648 LNA是高增益微波器件，为了在高频端稳定工作，它需要合适的输入和输出匹配电路。普通的SMT电容和电感通常具有低于6GHz的自激振荡频率。当使用MAX2648进行设计时，要注意避免使用自激振荡频率低于6GHz的元件。

为了确保MAX2648的高频稳定性，应该在输出端使用一个小的容性短截线作为匹配电路的一部分。如果LNA输出端采用感性终端匹配(尤其是与耦合电容串联)会导致高频振荡，这需要在设计中注意避免。较长的传输线会产生电感效应，建议使用容性短截线以补偿这部分额外的电感。当频率很高，集总元件显现出电感特性时，容性短截线能够在它与地之间提供一个很好的电容。为了说明这一点，将一个呈现高频振荡的电路仿真与一个没有振荡的电路仿真进行比较。需要说明的是，仿真中使用的元件模型在超过其规定的频率时会出现故障。精确的高频分析是困难的，但是电路仿真确实能够说明其总的趋势，为粗略估计电路特性提供一种有用的工具。

图1是一个工作在13.5GHz左右、不稳定电路的ADS仿真曲线。此时的输出匹配电路全部使用集总元件。如下面的原理图所示。

图1. 使用集总元件时的ADS仿真

图2. 输入和输出匹配电路的设计图(0.4mm线路电阻为50Ω)

C1 2pF C2 0.5pF C3 0.5pF C4 2pF C5 1.5pF C6 1000pF C7 0.01µF L1 6.8nH
图3所示为使用容性短截线得到的结果，容性短截线通过在输出端使用一个较宽的微带线实现。电容量大致可按下面的公式计算：

图3. 输出端使用容性短截线的ADS仿真

图4. 2mm x 4mm短截线的布线图(0.4mm引线电阻为50Ω，微带线的长度标在图上)

C1 2pF C2 0.75pF C3 0.5pF C4 2pF C5 1.5pF C6 1000pF C7 0.01µF L1 6.8nH
微带线尺寸大约为2mm x 3.5mm，介电常数4.1，衬底厚度0.2mm，容值约为1.27pF，忽略边缘效应。为便于调谐，与地之间并联了一个电容。根据需要将输入和输出旁路电容的位置调整到可获得最佳噪声系数和增益的位置。