预测和负延迟滤波器：你应该知道的五件事

　　所有系统，包括滤波器，都是因果关系。这意味着它们不能在激励源激励之前对激励（不可预知）做出任何反应。那么，又该如何设计一款可“预测”的滤波器呢？好吧，这一切都取决于你对品质的期待有多高以及这一预测的相关性。

　　那么，我们再次祭起曾非常流行的“五件你应该知道的事”这一招式之旗，我们提出五个核心问题，其答案可以帮助我们绕过这个“滤波器”陷阱。

　　滤波器如何延缓信号？

　　信息可以通过多种方式加载于信号，它总是需要一段限定的时间来通过处理系统。你可能很熟悉数字模块的传输延迟概念。延迟，就是在输入发生某些状态变化到输出发生相应状态变化这段时间差。有数字概念的读者首先想到的可能是一个‘1’和‘0’的码流，以作为不同电压或电流水平的物理表述。对于这样的信号，传输延迟没有害处；但当我们考虑到模拟信号（实际上，没有确定的特性对应特定的时间点）时，就不是那么简单了。

　　我们经常对信号和数据序列进行低通滤波以消除“噪声”--高频率变异，我们已确定其没有任何意义，且它还是我们要观察的更重要的基本频点的障碍。虽然滤波过程对我们的观察影响巨大，但它绝对是一个影响观察的案例。当我们查看响应图形时，传统滤波方式最明显的后果是，在输入信号的变化和滤波后输出的相应变化之间有明确的时间延迟。当我们看一些例子时，我们将在某一时刻借助测试信号清楚地看到这点。

　　我们如何量化这种形式的延迟？

　　滤波器（或任何其它线性信号处理模块）输入信号和相应输出之间的这种“滞后”，

　　与组延迟紧密相关，组延迟相当于（或略低于）相位响应与派生频率。为此应选用明智的单位；如果你用弧度测量相位，以其每秒弧度的角形式表达频率，那么，（弧度）除以（弧度每秒），你就可得到以秒表示的答案。或者你可以使用“周期”—— 一个周期，是一个完整旋环，或360度。相位差以周期表示，除以赫兹（与每秒的周期数相同）表示的常规频率差，也会给出以秒表述的答案。

　　我们可能忍不住要问：如果要避免这种滞后，为什么不设计一款没有任何组延迟的滤波器？如果你以前读过我的专栏，你可能会认识到这句话中的“危险成分”。因为，你猜对了——它并非这么容易。如果你查找或计算“标准”的低通滤波器响应，你会发现，他们的组延时是总是正向的，一直降到零频率。这里，我们需要来点别出心裁。

　　我们可以消除（或者不仅仅是消除）这种延迟吗？

　　如果你想让延迟在任一频率都为零，那严格的答案是‘不能‘。但确实有种技术可用以开发补偿滤波器，当其与原来的滤波器级联时，可以给你零延迟；当DC时，甚至是负的组延迟。正如我们将看到的，这可能非常有用。你不需要进行任何试错——现在，可将麻烦扼杀在未发。

　　比方说，某种低通传递函数H，它们在DC时有整体增益。可以容易地论证：新传递函数H’ = 2-H，在DC时也是整体增益，且在DC时的组延迟具有与H相同的

　　幅值，但却是负值。如果你级联H和H‘（即串联它们），你会得到一个整体传递函数，我们称其为H1，它具有DC整体增益和DC零组延时。对于S或Z域的任何线性传递函数来说，H1就等于HH’，即H1 = H（2-H）。无论哪类滤波器，只要H是可实现的，这也就可以实现。

　　这看起来似乎很怪诞。因为函数H‘与H的阶相同（无论使用模拟或数字滤波器），你可以看到，将其组合起来会使滤波器的尺寸加倍，因此实现其所需的资源也要加倍。也许不太容易想象的是，它可能会大大降低滤波器的衰减性能。如果H是一个具有DC整体增益的低通函数，而在所有其它频率也具有整体增益（或小于整体增益），那么函数2-H就有一个会在1和3之间振荡的值，也就是说，它可以在响应中引入一个高达9.5dB的“凸点”。如果该凸点落于整体滤波器的阻带内，那么所发生的一切就只是衰减功能的恶化。如果凸点落在通带内，那么该级联的整个通带内的响应会与单个H时的大相径庭。