驱动高性能ASIC和微处理器

摘要：今天的高性能ASIC和微处理器可能会消耗高达150W的功率。对于1V至1.5V的电源电压，这些器件所需的电流很容易超出100A。采用多相DC-DC转换器为这些器件提供电力是更加可行的方案。

目前，已出现了可裁减的电源控制器，它允许设计者为特定的DC-DC转换器选择相数。可裁减架构允许几个控制器并联且同步工作。片上基于PLL的时钟发生器使多个器件能够同步工作。

多相拓扑虽然单相buck调节器并没有严格的功率限制，但是当负载电流上升至20A至30A以上时，多相转换器将具备明显的优势。这些优势包括：更低的输入纹波电流，大幅度减少了输入电容数量；由于等效倍增了输出纹波频率，输出纹波电压也降低了；由于损耗分布在更多元件中，元件的温度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。

多相转换器实质上是多路buck调节器并联工作，它们的开关动作保持同步，相位偏离360/n度，其中n等于相数。转换器的并联使输出调节变得稍微复杂了一点。这个问题很容易利用电流模式的控制IC解决，这种控制器除了调节输出电压外还调节每个电感中的电流。

输入纹波电流在选择输入电容时，设计者面临的关键问题是输入纹波电流的处理。多相拓扑的采用使输入纹波电流大幅度降低了—每相的输入电容只需处理更低幅度的输入电流脉冲。另外，相位偏离也增加了电流波形的等效占空比， 因而产生更低的RMS纹波电流。表1列出的纹波电流值说明了纹波电流的降低和输入电容的节省情况。

高k电介质的陶瓷电容能够提供最高的纹波电流处理能力和最小的PCB占位面积。1812外形的陶瓷电容每个的额定纹波电流高达2A至3A。对于成本敏感的设计，电解电容是很好的选择。

降低输出纹波电压内核电源通常要求<2%的精度。对于一个1.2V电源，这相当于±25mV的输出电压窗口。一种被称为有源电压定位的技术可以充分利用这个输出电压窗口。轻载时，转换器将输出电压调节到该窗口的中点以上，重载时，则将输出电压调节到窗口的中点以下。对于±25mV窗口，在轻载(重载)下将输出调节在窗口的高端(低端)，那么整个输出电压窗口就可被用于响应上升(下降)的阶跃负载。

大幅度的负载电流阶跃要求电容具有极低的ESR以减小瞬态电压，同时还要求电容具有足够大的容量，以便负载向下跳变时吸收存储在主电感中的能量。有机聚合物电容比钽电容有更低的ESR。聚合物电容具有最低的ESR和最高的容量。陶瓷电容具有出色的高频特性，但每个器件的容量只是钽或聚合物电容的二分之一到四分之一。所以，通常来讲陶瓷电容并不是输出电容的最佳选择。

低侧MOSFET一个12V到1.2V的转换器要求低侧MOSFET在90%的时间内导通；在此情况下传导损耗远高于开关损耗。由于这个原因，常常将二或三只MOSFET并联使用。多个MOSFET并联工作有效降低了RDS(ON)，因而降低了传导损耗。当MOSFET被关闭时，电感电流继续通过MOSFET的体二极管流通。在此条件下，MOSFET的漏极电压基本上为零，大幅度降低了开关损耗。表1给出了几种多相配置的损耗情况。注意低侧MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低了，因而降低了MOSFET的温升。

高侧MOSFET占空比为10%时，高侧MOSFET的开关损耗远大于传导损耗。因为高侧MOSFET只在很少的时间内导通，传导损耗不太明显。这样，降低开关损耗比降低导通电阻更为重要。在开关过程中(tON和tOFF)，MOSFET需要承受一定的电压和传输电流，这个电压与电流的乘积决定了MOSFET的峰值功率损耗；因此开关时间越短功率损耗越小。在选择高侧MOSFET时，应选择具有较低栅极电荷和栅-漏电容的器件，这两项指标比低导通电阻更为重要。从表1可以看出，MOSFET的总损耗随着相数的增多而降低。

电感的选择电感值决定了纹波电流的峰-峰值。纹波电流通常用最大直流输出电流的百分比表示。对于大多数应用，可以选择纹波电流为最大直流输出的20%到40%。

内核电压较低时，电感电流的衰减速度不如上升速度快。当负载降低时，输出电容会被充入过量电荷，造成过压现象。如果选用数值较小的电感(产生较大的纹波电流—接近40%)，则向输出电容转移的电感储能较少，引起的浪涌电压较低。

散热设计表1给出了使用不同相数时对于散热要求的一个估计。在一个提供100LFM至200LFM的强制对流冷却系统中，单相设计需要采用相当大的散热器来获得0.6°C/W的热阻。而在四相设计中热阻可以增大到2°C/W。这个热阻无须散热器和100LFM至200LFM的气流就很容易实现。

表1. 采用不同相数设计的同步buck调节器及其重要参数对比，本例为12V到1.2V、100A buck调节器 Number of Phases 1 2 4 8 Current per phase 100A 50A 25A 12.5A Input capacitor, 3A rated Ripple current 31.6A 22A 15.8A 11.2A Number required 11 8 6 4 H/S MOSFET RMS ripple current 31.6A 15.8A 7.9A 3.9A Package size DPAK DPAK SO-8 SO-8 Number required 2 2 (1/ph) 8 (2/ph) 8 (1/ph) Power dissipaTIon (each) 22W 1.8W 0.32W 0.22W Total power dissipaTIon 4.4W 3.6W 2.5W 1.76W L/S MOSFET RMS ripple current (each) 94.8A 47.4A 23.7A 11.9A Package Size DPAK DPAK SO-8 SO-8 Number required 3 2 (1/ph) 8 (2/ph) 8 (1/ph) Power dissipaTIon (each) 6W 12W 1.4W 1W Total power dissipaTIon 18W 24W 11.2W 8W COUT 470µF, 10m Number required 7 7 7 7 VSS ripple 22mV 11mV 5mV 1mV Heatsink capacity 0.6°C/W 1°C/W 2°C/W 4°C/W Estimated efficiency 69 77 85 89

设计实例图1是用MAX5038配置成的一个四相DC-DC转换器。MAX5038主控制器的远端电压检测器(VSP至VSN引脚)检测输出电压，并同时为主/从控制器的EAN输入提供信号(DIFF)，以实现并联工作。MAX5038主控制器还为另一个MAX5038从控制器提供一个时钟输出(CLKOUT)。将PHASE引脚浮空，使从控制器的内部时钟与CLKIN信号产生90°相移。通过设置合适的增益，误差放大器还可实现有源电压定位功能。采用精密电阻设置增益可以确保精确的负载均衡。误差放大器的输出(EAOUT)决定了各相的负载电流。每个电流环在CLP1和CLP2引脚进行补偿(未显示)，经过适当补偿，可以在大多数输入和负载情况下提供非常稳定的输出。


图1. 采用两片MAX5038的四相设计实例。主控制器执行电压遥测功能和时钟产生功能，从控制器扩展输出电流并与主控制器同步工作。 结论多相同步DC-DC转换器能够有效地驱动工作在1V至1.5V、消耗电流100A甚至更高的ASIC或处理器。它们解决了很多基本问题，包括电容器纹波电流，MOSFET功耗，瞬态响应，以及输出电压纹波等。