制造高压变频器的关键技术问题和解决办法_技术

一、引言

低压变频器已经取得企业界的认可，正在走向大面积普及之路。高压变频器市场正在启动，前景十分好，以前这一产品完全依赖进口，近几年，随着人们对高压变频器的认识越来越深入，市场需求迅速增加。国内变频器生产商奋起直追，已涌现出几个品牌。我公司是开始研制高压变频器较早的单位之一， 6000V级的高压变频器已有多台正在正常运转，通过了天津发配电及电控设备检测所和国家电控配电设备质量监督检验中心的检验，通过了由院士和国内著名专家组成的鉴定委员会的鉴定，鉴定证书中高度评价了设备的先进性和创新性。在2002年年底我公司接到万伏变频器的订单，该变频器已于是2003年3月交付使用，现在运行良好。现把研制中的一些关键技术问题和解决办法奉献给读者，以期得到专家、用户和朋友的指教。

二方案选择

客户要求的主要技术指标是：

10000V，355KW，额定电流为25.5A，负载为水泵。

高压变频器的制造远远落后于社会的需求，全世界都是这样。瓶颈在于功率器件耐压不够，这是制约高压变频器发展的主要因素。为此，科学家们提出了很多解决方案，例如，高-低-高方案、功率器件直接串联方案、三电平-多电平方案、功率单元串联方案等等。我公司生产的6000V变频器用的是功率单元串联方案，效果很好，10000V变频器仍然选这种方案，其理由是：

a、输出电平数多，因此输出波形特别好，能适合普通异步电动机，且不必降额使用。

b、所需IGBT数量大，但对耐压要求不高，功率器件不存在均压问题。

c、输入整流电路的脉冲数大，对电网污染小，功率因数高。

d、功率单元数量大，这是个大缺点，但结构完全一样，可以互换，这对生产、调试、留备用件等都来了很大方便。

e、技术已经掌握，已有成功经验，可靠性有保证。

三系统原理

功率单元串联结构，如图1所示，以每相9单元为例。

图1 27个功率单元串联图

功率单元为三相50Hz输入，通过交—直—交变换，得到SPWM单相输出的变频器，多个单元相串联后组成Y型结构。单元的三相输入由副边多重化隔离变压器供给，如图2所示。

（一）电路结构

1、单元数和功率器件的选择

线电压10000V，相电压5773V，若每相由9个单元串联，每个单元的的输出为641.5V（有效值）。用户要求的额定容量小，最终选用了西门子双单元IGBT模块为功率器件。

2、输入隔离变压器的设计

为绕制方便，采用18相整流，输入电流谐波已能满足电磁兼容要求。变压器输入侧采用星形接法。输入变压器与功率单元的连接示意图如图2所示。

图2 输入变压器与功率单元联接示意图

这种整流结构能够保证输入电流的谐波成份满足企业标准和IEEE519的规定和要求。当然相位组还可以更多一些，例如采用30或36脉冲整流电路结构，不过那样就大大增加了变压器绕制工艺的难度。

3．功率单元主电路

功率单元主电路结构是典型的三相输入单相输出电路，如图3所示。

图3 功率单元主电路

（1）由于电解电容上的交流成分和高频成分比较大，实际并有无感电容（图中未画），可以减少交流成分和高频成分，从而减少电解电容的负担，以提高电解电容的寿命。

（2）单相输出有晶闸管旁路电路，正常工作时晶闸管不导通，当该单元发生故障时，晶闸管导通，该单元退出运行，其它单元还可继续工作，因而整机可以避免紧急停机。

图4功率单元主电路工作之波形

在工作方式上，采用单臂（IGBT1、IGBT2）PWM调制，另一臂（IGBT3、IGBT4）上下管轮流导通，波形见图4，整体原理方案如图2所示，总体结构如图5所示。

图5 总体结构图

（二）控制系统及其优化

87C196MC是变频器中常用的，在本设计中仍然选它为主控器件，每个单元配有51单片机作为辅机。单片机资源有限，设计中必须精打细算、注意优化。

1、控制系统的电源

控制系统有一套独立的电源子系统，其构成如图6所示：

图6 控制系统电源

220V市电经过整流、滤波、稳压得到一个稳定的直流电压，再由一个高频振荡器得到幅度稳定的高频信号，由一系列高频变压器及相应的整流、滤波送到各单元的控制及驱动电路。

控制系统电源独立的好处是：

1）电源通过高频变压器给各单元供电，容易实现高压隔离。

2）主电路有故障时，控制系统供电依然正常，能保证IGBT开关次序不乱。

3）主电路不加电、不加载的情况下，可以对整机进行调试，此时各点波形与主电路加电、加载时完全一样，只是输出电压幅度小。这对设备调试、检修和 *** 作人员的培训十分方便。

2、提高电压利用率的优化

SPWM理论指出，采用平均对称规则采样调制方法所得到的三相变频输出线电压的基波振幅最大为 aEd，式中a为调制度，Ed为直流母线电压。为了校正SPWM调制的这种缺陷，本设计采用了准优化PWM调制，调制信号不是纯正弦信号，而是基波和三次谐波的叠加。其波形呈马鞍状，这实际上是一种预畸变技术。

设调制信号为G（t）

G（t）=a（sin 1t+1/6 sin3 1t）

式中a为调制度，ω1为基波角频率。当调制信号相角为60o和120o时，调制度最大。PWM波经过这样的预畸变，电压利用率可提高15%。

（1+15%）≈99.59%

这就是说三相线电压的基波幅度已经十分接近逆变器的直流母线电压，电压利用率近似为1。图7给出了有、无预畸变的波形对比。

图7 有、无预畸变的波形对比

三次谐波在三相平衡输出中会自动相互抵消，不会增加输出的失真度。

3、载波相移技术

采用功率单元串联实现高压变频器，控制方式一般有两种：

（1）堆波方式（2）载波移相技术

堆波方法控制，实现较简单，波形质量也比较好，功率器件开关次数少，开关损耗小，但它存在两个缺点：

（1）串联的各单元承担的功率不一致。

（2）变压器各付边绕组承担的功率不一致。

载波移相技术可以得到良好的输出波形，它克服了堆波方法的两个缺点，虽然功率器件开关次数较堆波方法多，但在整机中开关损耗并非突出矛盾，因此我们采用了这种控制方式。

将调制信号和载波信号的频率固定不变，调制信号的相位也固定，把单元1的载波相位取为基准，单元2、3、～８、９的载波相位依次后延1/９载波周期。载波频率等效提高了９倍，而在同一时刻只有一个单元有开关动作，９单元串联后dv/dt仍然同于一个单元的dv/dt，串联后总输出的基波成份相叠加，而各单元的谐波成分却相互抵消而变得很小，这是该项技术的最大优点所在。

另外，这种控制方式，串联的各单元承担的功率都相等，隔离变压器的各付边绕组承担的功率也都相等，各个单元的结构与控制电路也都完全相同。

4、正弦波的阶梯化模型

９个单元的载波应该分别与同一调制信号相比较，那么９个PWM脉冲的宽度变化就更精细的反映了调制信号的幅度变化，但这样就使采样数据量比一个单元的采样数据量扩大了９倍，使CPU（87C196MC）难于承受，更重要的是输出端口不够用，这是必须解决的难题。在本设计中解决的办法是只让1个单元负责采样，而其它单元都使用这个采样值，这实际上是假设：当第一个单元采样之后，第2、3、～８、９单元应该采样的这段时间里，调制信号没有变化，正弦调制信号被模型化成了阶梯波信号，见图8。采用这种近似方法使载波移相控制方便地实现了全数字化。

用两种角度来分析这种模型化的误差：

图8 正弦波模型化成阶梯波

a）要求阶梯波与其原型正弦波面积相等。如图8所示。

前1/4周期，阶梯波的面积小于原正弦波。后1/4周期，阶梯波面积大于原正弦波，不难看出，增大部分正好等于减小部分，从整个半周来看，正弦波与其阶梯波面积相差甚微，由此可得出结论，模型化所带来的面积误差不大，只是阶梯波比原正弦波延迟了半个载波周期，A、B、C三相都延迟半个载波周期，三相输出的相位关系无任何变化。

b）从谐波的角度来分析。

前面误差不大的说法是一种平均的观点，阶梯波必然包含谐波成分，失真是肯定的。经过数学运算推导，按本设计中的参数计算，THD≈3.63% 。这就是正弦波模型化成阶梯波的附加失真。阶梯波的有效值与原正旋波相等，而阶梯波的基波分量与原正弦波非常相近，主谐波远高于基波。这就决定了这种波形完全适用于电机驱动，而不会产生转矩脉动。从后来样机实际运行的结果来看，完全证明了这一方案是合理的。

5 控制信号的传输

为了系统的可靠性，防止大电压和大电流跳变对控制信号的干扰，控制信号采用光纤传输。各单元的控制信号是多通道并行传输，减少信号的中间处理环节。实用效果很好。

四用户 *** 作监控系统

面向用户的整个 *** 作监控系统包括上位机（商用PC机）、下位机（工控机）、单片机，如图9所示。其中单片机给用户提供一个4位LED数码屏和一个12键的小键盘 *** 作平台，可对变频器进行全部 *** 作，包括参数设置和各种运行指令。工控机用触摸屏和通用键盘给用户提供 *** 作平台。其功能更齐全，包括参数设定、功能设定、运行 *** 作、运行数据与打印、故障查询等等。上位机（商用PC机）放在总控室，可对多台变频器进行遥测、遥控。若只有一台变频器，上位机可省。