为ADC添加一个带噪声滤波器的数控PGA

　　引言

　　在一些应用中，需要对高动态范围的信号进行数字化。一种常见的数字化方法是在模数转换器（ADC）前面添加一个外部可编程增益放大器（PGA）。只有一少部分微控制器拥有内部PGA。但是，现在的一些PGA均以一个或者多个输入通道单芯片的方式出售。这类PGA增加了系统的成本，并且由于是一种固定增益解决方案，它通常会消耗更多的功率。

　　本文为您介绍如何利用一个单可重置积分电路来实现PGA，这种方法的好处是：

　　l 解决方案成本低且易于设计。

　　l 可以数字方式控制和校正增益。

　　l 使用低通滤波器减少信号噪声，其在高噪声的微控制器环境且用于小型模拟信号时特别有用。截止频率随选定采样速率自动调节。

　　l 可以外部控制零电位电压基准。单电源电路时，零电位通常设置为VREF/2，这种方法让其更易于 *** 作。

　　基本电路

　　图1显示了这种基本电路，其在ADC前面添加一个积分电路。该积分电路可由信号fRES （1 = 积分电路重置）重置。ADC由信号fSH控制，其连接至ADC的采样保持（SH）单元（1=采样，0=保持）。下降沿启动模数转换周期。

　　图 1  PGA基本结构图

　　图2显示了图1所示电路的单模数（A/D）转换周期。该周期被划分为四个阶段：

　　1、“积分电路重置阶段”：重置积分电路为“0。”

　　2、“积分阶段”：积分电路重置信号被释放，积分电路开始求积分。

　　3、“采样阶段”：ADC的采样保持单元对积分电路输出采样，即VINT。

　　4、“A/D转换阶段”：采样保持单元保持电压，而ADC开始转换。

　　图 2 增益=1的单A/D周期

　　积分阶段的持续时间长短决定PGA的增益，因为其输入端上的电压影响线性斜线：积分时间翻倍，增益翻倍。图3说明了这种影响情况。积分时间翻倍，电压VSH也翻倍。

　　图 3 PGA增益=2的单A/D周期

　　这种积分方法的一个重要好处是，积分期间对输入信号求平均，其降低了来自输入信号VIN的带外噪声。滤波器的脉冲响应持续时间有限，其与数字FIR滤波器而非标准低通滤波器的性能相当。

　　PGA的实际配置

　　反相放大器可以有一个单运算放大器（图4）。利用开关组件S，通过让电容器C短路，可以重置积分电路。组件R和C均影响积分电路的增益。

　　图 4 PGA 的实际配置

　　信号VCOM决定积分电路的零电位电压并可进行设置，例如，设置为VREF/2，其中VREF为ADC的基准电压。当电容器放电时，积分电路被设置为该电压值。通常，VCOM信号可以任何方式出现在系统中。它常常被用作单电源模拟信号链的一个虚拟接地或者偏置电压。

　　图5显示了图4所示电路的SPICE仿真结果。蓝色的点标示了ADC的采样矩。如图所示，信号VIN被放大至约原来的8倍。由于积分电路的反相动作，红色信号被反相为绿色。

　　图 5 图 4 所示电路的SPICE仿真结果

　　工作原理

　　采样速率、最大期望增益和A/D转换时间影响R和C定义积分常量的选择。如图2和3所示，积分电路需要足够的时间来达到增益G，并且不超出积分期间的持续时间t。G和t的依赖关系可以计算如下：

　　开关（S）的关闭时间（积分电路重置时间）取决于开关的阻抗和电容器（C）的值。

　　校正

　　R和C的容差带来增益因数的改变。电容器应有非常小的压电效应，以获得非常线性的积分。电容器会有特别大的容差—例如：20%。这只是初始容差，其可以获得一次校正。老化效应带来的容差非常小（不超过1%每年）。

　　通过把已知电压应用于输入端，然后根据预计和实际值计算偏差和增益的校正值，我们可以用与使用标准ADC时一样的方法来对此处的增益和偏差进行校正。我们可以对应用中使用的每一个增益因数进行这种校正。

　　电路改进

　　仅把PGA用作一个低通滤波器（增益=1）

　　如果不想要输入信号放大，则可以把PGA电路仅用作一个噪声滤波器。我们可以将积分电路常量设置为某个能够获得固定增益1的值。在这种情况下，积分阶段会在采样之后立即开始，而保持阶段会被设置为保持模式（图6）。

　　图 6 PGA电路仅用作一个滤波器（增益=1）

　　非反相积分

　　图4所示电路使用了一个反相积分电路。当这种反相不可接受时，可以在积分电路前面添加一个单电源反相缓冲器，从而让非反相积分电路的使用成为可能。

　　结论

　　本文介绍了一种高成本效益且简单的方法，用于在一些成本和功率密集型应用中实现PGA功能。由于不再需要常常出现在ADC前面的外部滤波器，它的众多滤波特点还降低了成本。但是，这种方法并不能代替所有的PGA，例如，高采样速率或者超大增益变化就会让这种解决方案难以实现。