高频直流脉冲环节静止变流器研究_技术

高频直流脉冲环节静止变流器研究

摘要：文章提出了高频直流脉冲环节静止变流器电路拓扑，对这种电路拓扑及其控制原理作了详细的理论分析，并对几个关键问题进行了讨论。试验结果证实了这种电路拓扑的可行性。关键词：静止变流器高频脉冲直流环节有源箝位一体化软开关技术三态离散脉冲调制

Research on StaTIc Inverter with High Frequency Pulse DC Link

Abstract:A new combined soft－ switching technique and a novel topology of staTIc inverter with high frequency pulse dc link are proposed in this paper,namely an electrical isolated converter can realize soft－ switching of two－ stage cascade converters.It lays the technical foundaTIon on high power density,high efficiency and low cost staTIc inverter.The operation and design approach of this topology are carefully analyzed and studied in this paper.The validity of this topology is verified by the test.

Keywords:Static inverter High frequency pulse DC link Active clamp circuit Combined soft－switching technique Three state discrete pulse modulation

1引言

2电路拓扑

　　图1所示静止变流器电路结构的创新之处在于，提出了多功能一体化PWMDC/DC变换器新概念。多功能一体化PWMDC/DC变换器族主要有三个功能：①输入输出电气隔离；②吸收DC/AC逆变器交流侧回馈的无功能量；③输出符合DC/AC逆变器要求的高频脉冲电压波udo，为逆变桥功率开关在udo过零时切换实现ZVS开关创造了条件。

图1新颖的高频直流脉冲环节静止变流器电路结构

基于这一思想，在传统的电气隔离DC/DC变换器族中去除输出LC滤波器，输出端再加上逆变器交流侧回馈无功能量吸收电路（由有源开关Sr和储能电容Cr串联构成），便可获得多功能一体化PWMDC/DC变换器。

考虑到输入电压Ui为低压（27V或48V）且变化范围宽，选定并联交错有源箝位正激式MISSC变换器作为前置级，其输出高频脉冲电压波的占空比2D>0.5，输入输出波形频率为开关频率的二倍，同时又具备正激Forward变换器的优点。图2示出了这一新颖的电路拓扑。

（a）原理图(b)波形图图3电流瞬时值反馈DC/AC逆变器控制原理

图4三态DPM电流滞环跟踪控制原理

图2高频直流脉冲环节静止变流器电路拓扑

图2所示电路，Sc与Cc串联接在高频变压器原边绕组两端，构成正激变换器的有源箝位支路，为变压器在功率开关S关断后提供磁复位路径，实现了功率开关的电压箝位和变压器的双向磁化，功率开关S、箝位开关Sc实现了ZVS开关。当MISSC变换器输出相同的高频脉冲电压波平均值

　　Udo.arg=N22DUi/N1(1)

时，占空比D增大，高频脉冲电压波幅值Ui·N2/N1便降低，从而降低了逆变桥四个功率开关S1、S2、S3、S4的电压应力。这正是选用并联交错正激式多功能一体化PWMDC/DC变换器（占空比2D=0.5～0.9）作为前置级的根本原因。

3控制原理

3.1MISSC变换器控制原理

　　新颖的静止变流器电路拓扑，由并联交错有源箝位正激式MISSC变换器和DC/AC逆变器级联而成，各自构成闭环回路。这种电路拓扑继承了谐振直流环节逆变器RDCLI的思想。前级电路拓朴较复杂，且不存在输出滤波器，不是完整的软开关PWMDC/DC变换器，为后级提供平均值恒定的高频脉冲电压波，只能采用电压型PWM控制技术（因为其提供的输出电流大小是按照DC/AC逆变器所需的正弦规律分布的）；后级电路拓朴简洁，逆变桥功率器件可实现完全的ZVS开关。

3.2DC/AC逆变器控制原理

　　DC/AC逆变器采用电流瞬时值反馈技术的脉宽调制方案，如图3所示。快速电流检测元件将检测到的滤波电感电流信号if送到滞环比较器同相输入端，给定信号ig加在其反相输入端。滞环比较器输出通过逻辑延时、分相和驱动电路来驱动控制逆变桥功率开关。

　　为了减小滤波电感电流iLf脉动量，改善输出电压波形，应该采用单极性调制而不用双极性调制。本文研究的静止变流器，DC/AC逆变桥采用三态离散脉冲调制DPM电流滞环跟踪控制（Threestatesdiscretepulsemodulationhysteresiscurrentcontrol）的单极性调制瞬时值反馈技术，其控制原理如图4所示。

(a)原理图 (b)波形图
图3

图4

　　在逆变桥输入电压udo=0时，检测滤波电感电流iLf做为反馈电流if与给定电流ig相比较，根据二个电流瞬时值之差来决定，单相逆变桥四个功率开关在下一个高频脉冲电压波udo的导通情况，其控制规律为引入零状态续流模式后，不但可以使电流跟踪偏差减小，而且使逆变桥输出电压uAB波形中的＋1、－1、状态间的跳变大为减小，甚至消除，从而使输出脉动减小。这也是单极性调制比双极性调制优越的主要原因。合理设计输出滤波器参数和滞环宽度，可以实现逆变桥的单极性工作。如果在电流外环设置电压闭环，则可获得良好的输出电压、电流控制特性。

4几个关键问题的讨论

(1)高频脉冲输出电压波平均值udo，avg选取

　　DC/AC逆变器DPM控制时，其实质就是根据一定的给定要求将逆变桥输入的高频脉冲电压波udo组合成所需的低频调制电压波uAB，输出滤波器只是用来滤除组合低频调制电压uAB中的高次谐波，不产生能量，只能暂存一定能量。在组合低频调制电压uAB中，输出电压低处脉冲稀疏、输出电压峰值处脉冲密集，如图5所示。脉冲最密集处就是逆变桥输入

图5DPM脉冲组合波形

的高频脉冲全部选送到输出端，如图5中t1～t2期间。t1～t2期间，为了确保输出电压THD小，应满足

　　Uom≤UAB，arg=Udo,arg

=Ui2DN2/N1(3)

式（2－3）可作为Udo,avg的设计依据。

(2)高频脉冲输出电压波占空比2D的选取

相同Udo，avg时，若占空比2D过小，将导致调制电压波形UAB稀疏且幅值大，滤波电感电流处于二极管续流时间长，加大了作为续流二级管用的功率MOSFET体内寄生二级管的电流定额。同时DC/AC逆变桥应采用耐压更大的功率MOSFET器件，从而有更高的导通电阻和稳态导通损耗。因此，应尽可能增大高频脉冲输出电压波占空比2D。但最大占空比2Dmax受到高频脉冲波频率2fs的限制。若2fs、2D均很大，则高频脉冲电压波的零电压时间短暂。过零检测信号发出的开关状态转换信号经过驱动电路，存在波形传输延时时间和功率器件的开关时间，可能导致DC/AC逆变桥功率器件在udo非零电压期间发生开关状态转换，未能实现ZVS开关。为了保证功率器件可靠实现ZVS开关，需要一定时间t0，则最大占空比应满足

2Dmax≤1－t02fs(4)

(3)高频脉冲输出电压波udo过零检测与控制

　　高频脉冲输出电压波udo过零检测与控制，是DC/AC逆变桥功率开关实现ZVS的关键所在。由于udo与MISSC变换器二个功率开关驱动信号同步，因此只要将二个功率开关的驱动信号uGS1、uGS2“或”在一起，经反相并由脉冲前沿延时电路延时、整形，便得到了过零检测信号uP，各信号相位关系如图6所示。只要延迟时间τ合理，即可保证DC/AC逆变桥功率器件在udo=0期间开关。由此可见，利用udo与功率开关驱动信号之间的逻辑关系，将驱动信号加以适当变换，并考虑驱动电路传输延迟时间，获得过零信号，是一种简洁实用的方法。

图6几个信号之间的相位关系

5试验结果

　　1kVA高频直流脉冲环节静止变流器占空比2D=0.75时，原理试验波形如图7所示。试验结果表明：在DC/AC逆变桥交流侧没有无功能量回馈期间，前置级MISSC变换器输出的高频脉冲电压波udo周期性回零，如图7（a）所示；在DC/AC逆变桥交流侧有无功能量回馈期间，高频脉冲电压波udo出现不回零现象，如图7（b）所示；DC/AC逆变桥调制电压波形uAB满足脉冲极性连贯性原则，如图7（c）所示；DC/AC逆变桥滤波电感电流iLf在给定电流信号ig的滞环宽度内变化，如图7（d）所示；负载两端得到的低THD输出正弦波uO，如图7（e）所示。试验结果证实了这种电路拓扑的可行性。

6结论