浪涌电流:用电设备在启动瞬间产生的大电流;
旁路电路:旁路用电设备在启动瞬间产生大电流的电路;
ESL:电容器的等效串联电感;
ESR:电容器等效串联电阻。
2 浪涌电流产生的原因通常情况下,在设备加电时,电容器是产生浪涌电流的主要原因,原理示意图见图1。
上图中K1闭合后,电容器C开始充电,若将直流电源、开关K1以及连接的导线看作理想状态(直流电源可提供足够大的电流且内阻为零,K1接触电阻为零,导线线阻为零),在电容器充电瞬间,产生的浪涌电流可根据公式1进行近似计算。
式中:I——浪涌电流
U——直流电源输出电压
ESR——电容器等效串联电阻
虽然电容电器ESL对输入浪涌电流有一定的抑制作用,但电感量较小,抑制作用也较小,可忽略。通常电容器ESR均比较小,例如,在100kHz下测量,液体钽电容器的ESR一般为几百毫欧,聚脂电容的ESR一般为几十毫欧,而陶瓷电容的FSR一般为几毫欧。所以在电容器加电瞬间,会产生较大的浪涌电流。
以上是针对电容器在加电瞬间产生的浪涌电流所进行的分析,若其它设备或元器件在加电瞬间与电容器具有类似特性,则同样会产生较大的浪涌电流,如蓄电池在充电状念下也会产生上百安培的浪涌电流。
3 旁路保护电路分析浪涌旁路保护电路原理图见图2。
图中:R1、R2、R3、R4、R5为电阻器;
C1、C2为钽电容器;
G1为光耦器件;
VT1为P沟道MOSFET;
K1为继电器触点。
工作原理如下:
在驱动信号接通后,线圈加电,继电器的吸合为机械动作过程,接通时间为5~15ms。
浪涌旁路保护电路与继电器线圈同步接收驱动信号,G1导通前,VT1栅极电压与功率线输入正端电压U1相等,VT1为截止状态。
G1导通后,功率线输入正端电压U1经R2、R3为电容C1充电,C1在充电开始阶段,VT1栅极电压通过公式1计算,忽略光藕器件的导通时间,此时VT1为导通状态。
随C1电压不断上升,VT1栅极电压逐渐升高,当C1充电完成后,VT1栅极电压与功率线输入正端电压U1相等,VT1为截止状态,VT1管导通时间取决于R2、R3及C1参数与VT1管栅极阈值电压,忽略光耦器件的导通时间(通常小于1μs),导通时间通过公式(2)计算。
式中:UGS(TH)为VT1管开启电压;
C为电容器C1容值;
U1功率线输入正端电压;
t为VT1为导通时间。
通常,继电器驱动信号为脉冲信号,高电平持续时间t1为80ms,在脉冲信号为高电平时,忽略光藕器件的导通时间,VT1立即为导通状态;在脉冲信号为低电平时,忽略光藕器件的截止时间,VT1立即为截止状态。
根据以上分析,得到以下结果:
(1)在脉冲信号为高电平时,VT1立即导通;
(2)若通过公式(2)中计算出t小于驱动信号高电平持续时间t1,则VT1导通时间可通过公式2计算出。
(3)若通过公式(2)中计算出t大于驱动信号高电平持续时间t1,则VT1导通时间等于驱动信号高电平持续时间t1。
4 仿真验证利用SABER软件,得到R5处电路仿真结果见图3。
通过仿真,可以看出,MOSFET管导通时间为80ms左右。
5 实验验证实验边界条件如下:
(1)取R2=15kΩ,R3=15kΩ,C1=4.7μF、C2=10μF、R5=2.7Ω;
(2)P沟道MOSFET型号为IRF5210;
(3)继电器采用3JB20-3型继电器,单触点额定电流为15A,触点动作时间为6.4ms,线圈额定电压为28V;
(4)设定功率线输入正端电压U1=28V,未采用浪涌旁路保护电路时,流过继电器触点K1的电流波形见图4。
实际测试结果如下:
(1)脉冲驱动信号高电平为28V,持续时间为80ms;
(2)流过继电器触点K1的额定电流值为10A,浪涌电流值最大为49.4A,幅值已超过了继电器触点的额定电流值,持续时间为4.8ms。
采用浪涌旁路保护电路后,流过继电器触点K1的电流波形见图5。
实际测试结果如下:
(1)脉冲驱动信号高电平为28V,持续时间为80ms;
(2)脉冲信号高电平建立6.4ms后继电器触点接通,流过继电器触点K1的电流值为3.6A,80ms驱动信号为低电平,Q1截止,电流全部流过继电器触点,电流值为10A。
根据以上测试结果,浪涌旁路保护电路满足设计要求,在功率线输入正端电压U1接通瞬间,由于电容器产生的浪涌电流被浪涌旁路保护电路旁路(浪涌电流持续时间为4.8ms),在继电器触点接通(脉冲信号高电平建立后6.4ms)前,回路中电流值已恢复到额定电流值,能够确保继电器触点安全。
6 结束语通过分析及对比实验,浪涌旁路保护电路能够确保规避继电器触点受到浪涌电流的冲击,满足继电器用于航天产品中高可靠性的要求,是一种提高继电器触点抗浪涌能力的一种新颖保护电路,该电路已应用于某卫星型号地面设备,取得了良好效果。
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