运用多相数字电源解决方案应对系统问题

　　从属设备在收到停止“信号时立即处置并执行命令。结语 毫无疑问，为了减少响应时间及处置器开销。随着数字控制技术的发展和市场需求的驱动，电源领域里数字电源的优势将会越来越明显，但从模拟电源到数字电源的完全转换还需要很 长时间，因此模拟和数字控制技术将在未来数年内共存。数字电源技术为电源设计领域注入了新的活力，同时也对电源设计人员提出了更高的要求。如何在激进技术 基础上不断创新，进而设计出满足未来市场需求的电源系统将成为电源设计人员必需面对的新课题。

　　电路板上的元器件运行速度更快、体积更小，随着半导体工艺技术的不时升级。而且还要求更多、更低的供电电压和更大的供电电流；最终系统的功能不时增 加，平均售价却不断下降。此外，用户对电源的故障修复时间、电源运行状态的感知与控制的要求越来越高，电源设计人员不再满足于实时监控电流、电压、温度，还提出了诊断电源供应情况、灵活设定每个输出电压参数的要求。这些需求已是今日的模拟解决方案难以满足的作为电源管理发展的新思路的数字电源应运 而生，因此。其目标就是将电源转换与电源管理架构用数字方法集成到单芯片中，实现智能、高效的转换与控制及通信。数字电源是采用数字方式实现电源的控制、维护回路与通信接口的新型电源技术。

　　解决方案

　　该多相电源管理系统由多达 6 个交错式同步降压转换器组成，这些转换器均由一个单微处理器控制，如图1所示。

　　TI推出的32位TMS320F2806”》TMS320F2806数字信号控制器（DSC）运行在100 MHz频率下，并且以电源应用为目标。在本例中，其在软件中实施电压模式控制，该软件使用一个在PWM开关频率上进行采样的单通道2极点2零点数字补偿器。随后产生的占空比值将被传给每一个降压相（所有为实现相位平衡所作的占空比调节除外）。通过使用片上12位模数转换器（ADC）获得系统输出电压反馈。MOSFET温度在整个ADC中均为可用，以实现监控的目的，并且片上内部集成电路（I2C）端口提供了对PMBus通信的支持。针对同步降压应用专门设计了一款UCD7230栅极驱动器，从而提供了采用TI TrueDrive输出架构的双通道4-A MOSFET驱动器、周期性电流限制以及一个内置的低失调、高增益、差动电流传感放大器。

　　脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。

　　切相和增相

　　切相提供了一种提高电源效率和可靠性的方法。在轻负载条件下，动态地减少运行相位的数量通常会带来效率的提高。当负载需求增加时，一个切相可以被重新激活。同样，通过重新平衡各剩余相位之间的交错，切除一个失效的相位或者一个运行在边界状态以外的相位有助于维持系统的性能。在需要极高可靠性的应用中，一个备用相位可以被带上线以取代失效的相位，即N+1冗余设计。不考虑切除一个相位的原因，剩余相位（或者在N+1冗余设计中增加相位）的交错角应该重新调整，以维持最佳性能。例如，从一个三相120°交错式转换器中切除一个相位时应该将剩余2个相位分离隔开180°。

　　TMS320F2806控制器的PWM元件均支持软件同步及相位控制。每一个PWM输出均具有一个相位同步寄存器，将其计数值与首个PWM输出的计数值发生偏移。这就使得所有交错式降压相位的相位角不仅可以在系统初始化期间静态配置，而且可以在系统运行期间动态地重新调整。

　　图2（a）显示了一款120°交错式（条件：10 V输入、2 V输出、3 A负载及300 kHz PWM开关）PWM结构的三相交错式降压转换器的示波器屏幕采集图。示波器通道1~3显示的是单个相位电压，而通道4显示的是交错式输出电压（所有示波器通道均为AC耦合）。通过所有运行中的3个相位，可以得出该输出纹波为4.9 mV（输出电压的0.25%）。在不调整2个剩余相位角的情况下，如图2（b）所示，切除相位2会引起输出纹波增加86%，即为9.1 mV.为了获得180°交错（如图2（c）所示），可对2个剩余相位进行软件调整，该纹波减少至7.9 mV，相比调整前的剩余相位角提高了13%.但是由于一个两相位系统无法获得如三相系统一样的低纹波，因此，调整后纹波仍然比初始值大。

　　相位电流平衡

　　为了最佳化电源组件可靠性和使用寿命，可使多相系统中的每一个相位都等量地分担电源负荷。由于电源开关和电感组件的不同，以及电路板布局和散热的非对称性，流经相位的电流是不同的。基本平衡方法通过测量相位电流并对每一个相位要求的PWM占空比单独地进行调节，以达到平衡相位电流的目的。由于电流非均衡动态十分缓慢，平衡环路的采样率可以较低，均为几十分之几秒，甚至是几秒。因此，微处理器上额外的计算负担可以忽略不计。为了减少传感器噪声的影响，对平衡环路速率电流进行采样，并随着时间的变化平衡各相位电流。在使用平均相位电流作为参考的每一个环路反复过程中，可以在每一个相位上执行电流平衡 *** 作。另一种方法是将该时刻测量出的最高和最低电流相位彼此平衡，达到相位电流平衡。无论使用哪一种方法，所有相位电流最终都将汇聚到相同值上。

　　PWM精度是进行相位电流平衡时通常会碰到的一个问题。将一个10 V输入看作是由一个100 MHz PWM时钟的300 kHz PWM驱动的2 V输出同步降压转换器。该降压输出上的PWM精度将会是30 mV，或者等同于2 V输出的1.5%.一般而言，相比达到相位平衡和避免平衡控制环路极限循环期（limit cycling）所需要的较好占空比调节，这样的粒度将会高出一个甚至两个数量级。F2806控制器为这一问题提供了一种解决方案，并且别具一格地增强了PWM模块的高精度。这种高精度PWM提供了150 ps的边缘定位。这相当于为上述降压实例提供0.45 mV的输出精度，或者0.02%的2 V输出。此外，该解决方案还可提供较好的相位电流平衡功能。

　　结论