电流源设计中的运放振荡问题的解决方案

　　对于工程师来说，电流源是个不可或缺的仪器，也有很多人想做一个合用的电流源，而应用开源套件，就只是用一整套的PCB，元件，程序等成套产品，参与者只需要将套件的东西焊接好，调试一下就可以了，这里面的技术含量能有多高，而我们能从中学到的技术又能有多少呢？本文只是从讲述原理出发，指导大家做个人人能掌控的电流源。本文主要就是设计到模拟部分的内容，而基本不涉及单片机，希望朋友能够从中学到点知识。

　　加速补偿--校正Aopen

　　校正Aopen是补偿的最佳方法，简单的Aopen补偿会起到1/F补偿难以达到的效果，但并非解决一切问题。

　　如果振荡由于po位于0dB线之上造成，可想到的第一办法是去掉po.

　　去掉极点作用的基本方法是引入零点。

　　引入零点的最佳位置为Ro，Ro上并联电容Cs可为MOSFET输入端引入一个零点zo.

　　但Ro是运放内部电阻，无法 *** 作，因此在Ro后添加一只电阻Rs，并将Cs与Rs并联。

　　如果Rs>Ro，则可基本忽略Ro的作用。

　　增加Rs和Cs后，会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为：

　　po=1/2pi（Cs+Cgs）Rs，zo=1/2pICsRs.

　　如果Cs>Cgs，则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段，频率由Cs、Cgs和Rs决定，而非Cgs和Ro决定，新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合，两者频率差由Cgs与Cs的比例决定，因而很小。

　　通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF.

　　Rs和Cs将原有极点po移至低频段并通过zo去除。像极了chopper运放里通过采样将1/f噪声量化到高频段后滤除。很多不沾边的方法思路都是相通的。

　　由瞬态方法分析，Cs两端电压不可突变，因此运放输出电压的变化会迅速反应到栅极，即Cs使为Cgs充电的电流相位超前pi/2.因此Cs起到加速电容作用，其补偿称为加速补偿或超前补偿。

　　很多类似电路里在Rs//Cs之后会串联一只小电阻，约100 Ohm，再稍适调整零点和极点位置，此处不必再加，那个忽略的Ro很合适。

　　看个范例，Agilent36xx系列的MOSFET输入级处理，由于PNP内阻很小，至少比运放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm.

　　在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多坛友会很难理解其作用，然而这也正是体现模拟电路设计水平之处。有人感叹36xx系列电路的复杂，然而内行看门道，其实真正吃功夫的地方恰在几只便宜的0805电阻和电容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之类的昂贵元件。

　　后面两节里还会出现几只类似的元件，合计成本0.20元之内。

　　本次增加成本：

　　3.9k Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元

　　0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元

　　合计0.04元

　　合计成本：9.46元

　　潜在的振荡：运放的高频主极点pH

　　通过加速补偿，由Cgs造成的极点作用基本消除。

　　然而，0dB线附近还有一个极点--运放的高频主极点pH.

　　事实上，就纯粹的运放而言，pH只在0dB线之下不远的位置。与po类似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB线，从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC，引起振荡。

　　pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡，然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数，实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避免pH的作用。