新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析_技术

新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

0 引言

随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源，特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。

交流稳压电源形式有很多种，目前应用较多的三相柱式交流稳压器，由于用的是机械传动和碳刷触点进行调节，因而存在工作寿命短、可靠性差、动态响应慢等缺点。正在被一种无触点多补偿变压器式交流稳压电源所取代。

“补偿”的概念有补足和抵消两种意思。所谓多补偿变压器式交流稳压电源，就是用多个（一般是2～4个）补偿变压器，将其次级串入主电路中，通过由双向晶闸管或固态继电器组成的“多全桥”变换电路，采用有选择的切换或通过切换串入补偿变压器的个数进行有级补偿，来达到稳压目的。由于没有机械传动和碳刷，因而提高了寿命与动态反应速度，使交流稳压电源的整体性能大大提高。但也存在着一些缺点，诸如只能有级调压，调节精度不高，使用的补偿变压器及控制开关较多，电路相对复杂等。本文取其优点、避其缺点，提出了用等脉宽调制（EPWM——equal-pulse width modulaTIon）高频斩波器进行补偿的交流稳压电源以供参考。它是作者曾经研制和发表过的“PWM斩波器式交流稳压电源”的一种改进变形电路（参见电源世界2002年第1期及电源技术应用2002年第3期），比原电路更简单，也更合理一些。

1 工作原理

EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路如图1所示。它是由主电路和控制电路两部分组成的。主电路是由EPWM桥式斩波器V1～V4及其输出变压器Tr、直流整流电源VD1～VD4和输出交流滤波器LF、CF组成。桥式斩波器通过其输出变压器Tr的次级串联在市电电源与负载之间，以便对市电电压的波动进行正、负补偿。桥式斩波器输出电压中的谐波，由滤波器LFCF来滤除。桥式斩波器所需的直流电源，由取自稳压电源输出端的市电电源，通过整流器VD1～VD4来供给。这里应该指出的是，EPWM桥式斩波器V1～V4并不是工作在逆变器状态，而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波形和直流电容Cd值的大小及其功能来区分的。如图2所示，桥式斩波器的直流电压，不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压，而是仍然为单相桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波功能，而只是为了创造一个续流通路而设置的。对于感性负载，在一个斩波开关周期内续流的能量是很小的（由于斩波频率较高），所以Cd的值也很小，Cd的充放电速度很快，不会影响整流电压的上升或下降速度，使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相同。也就是说，由于电容Cd的值很小，它只允许续流电流通过，不再具有直流滤波功能，因此对整流波形不产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状态，而不是工作在逆变状态。

图1 EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路框图

图2 EPWM桥式斩波器主电路

斩波式交流稳压电源的控制电路，是由市电输入电压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关V1～V4工作状态的切换和触发电路组成。在市电电压整流检测电路中，加入对滤波电感LF上的电压检测，是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。

EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。当市电电压波动时，通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电路，得到电压信号US.L，将US,L与基准参考电压Ur进行比较，得到误差电压ΔU。当US,L>Ur时（市电电压上波动）得动＋ΔU，＋ΔU使EPWM调制器中的比较器U2不能工作，只能使比较器U1工作，＋ΔU通过与三角波uc在U1中进行比较，在＋ΔU大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压－uco，使负载电压UL=US－Uco=Ur；当US,L<Ur时（市电电压下波动）得到－ΔU，－ΔU使EPWM调制器中的比较器U1不能工作，只能使比较器U2工作，－ΔU通过反相器与三角波uc在U2中进行比较，在ΔU大于三角波部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生正补偿电压＋uco，使负载电压UL=US＋Uco=Ur。

对市电电压的正、负补偿，是通过状态切换触发电路，切换桥式斩波器中开关管V1～V4的工作顺序来实现的。如果对应于市电的正半周让V1及V4导通，对应于市电的负半周让V2及V3导通，是对市电电压进行正补偿，如图2中的虚线路径所示。对应于市电正半周让V2及V3导通，对应于市电负半周V1及V4导通，就是对市电电压进行负补偿，如图2中点划线路径所示。

采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点：一是EPWM；二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的变化，即使Cd小到不再具有直流滤波功能。

2 EPWM调制及正弦斩波电压的生成

图1所示交流稳压电路的EPWM，与正弦斩波电压的生成如图3所示。其中图3(a)为整流器VD1～VD4的交流输入电压波形，图3(b)为直流电容Cd上的电压波形，图3(c)为EPWM，图3(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1～V4的触发脉冲波形，图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形，图3(f)为Tr初级补偿电压波形。

EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出来的。其原理是采用用直流形式表示的误差电压ΔU与三角波电压uc进行比较如图3(c)所示，在直流误差电压ΔU大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图3(d)所示。用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管V1～V4，就可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波形，如图3(e)所示。经过滤波器LFCF滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压uab1，如图3(f)所示。uab1在Tr次级产生补偿电压uco。当对市电电压进行正补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相同；当对市电电压进行负补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相反。图3是针对正补偿情况画出来的，对负补偿也可以画出相应的波形图。

对于图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇对称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波，使载波比N=fc/f=4k，即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm，Δt为脉冲宽度，TΔ=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值，如图3（e）所示。可知，M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D，即M=Δt/TΔ=D。

(a) 整流输入电压

(b) 电容Cd上电压

(d) 斩波开关驱动脉冲

(e) EPWM正弦斩波波形

(f) 补偿电压

图3 EPWM斩波器式交流稳压电源的工作波形图

载波三角波的方程式为

uc=i=1,2,3,…（1）

当调制电平为ΔU时，可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti＋1的方程式。

由=ΔU，得到

ti=ΔU（2）

由=ΔU，得到

ti＋1=ΔU（3）

则脉冲宽度为

Δt=ti＋1－ti=ΔU（4）

式中：TΔ=2π/N。

各触发脉冲的起始角和终止角的数值为

α1=(1－D)；α2=(1＋D)；α3=(3－D)；α4=(3＋D)；

……

由图3(e)可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因此，在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的奇次谐波，即

f(ωt)=bnsinnωt n为奇数（5）

式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ω t)

对于基波，n=1。由于被EPWM斩波的波形是正弦波，即f(ω t)=Umsinωt，所以

b1====DUm（6）

对于谐波，则

bn=

当n=kN±1，k=1，2，3，……时，对上式求解得

bkN±1==－sinkDπ（7）

当n≠kN±1时，bn≠kN±1=0。

所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为

uab=DUmsinωt－sinkDπsin(kN±1)ωt（8）

考虑到Tr的变比ξ:1，补偿电压uco表示式为

uco=Dsinωt－sinkDπsin(kN±1)ωt（9）

用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为

uco=Dsinω t=D（10）

由式（8）中的谐波幅值sinkDπ可以算出，当载波三角波频率fc=10kHz，N=200，D=0.1～0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和各次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图4所示。可知EPWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器LFCF的参数值也越小。所以，根据表1及图4可以计算LF及CF的值。

表1 基波与各次谐波的幅值（fc=10kHz，N=200）谐波

分量

占空比D 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 b1/Um 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 b199/Um －0.0984 －0.1871 －0.2575 －0.3027 －0.3183 －0.3027 －0.2575 －0.1871 －0.0984 b201/Um －0.0984 －0.1871 －0.2575 －0.3027 －0.3183 －0.3027 －0.2575 －0.1871 －0.0984 b399/Um －0.0935 －0.1514 －0.1514 －0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935 b401/Um －0.0935 －0.1514 －0.1514 －0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935 b599/Um －0.0858 －0.1009 －0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 －0.0328 －0.1009 －0.0858 b601/Um －0.0858 －0.1009 －0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 －0.0328 －0.1009 －0.0858 b799/Um －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 0 －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 b801/Um －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 0 －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757

图4 谐波分量与占空比D的关系曲线

3 对市电电压波动的补偿与Tr容量

当市电电压us波动时，将会引起负载电压uL的波动。为了保持uL稳定不变，必须用补偿电压uco对市电电压的波动进行补偿。当Us>Ur时须进行负补偿，使Us－Uco=UL=Ur；当Us<Ur时须进行正补偿，使Us＋Uco=UL=Ur，所以

UL=Us±Uco=Ur（11）

正补偿时取正号，负补偿时取负号。

假定补偿变压器Tr的变比为ξ：1，桥式斩波器的输出电压基波为uab1=DUmsinωt

则 Uco=（12）

将式（12）代入式（11）得

UL=US±Uab1（13）

桥式斩波器的基波输出电压

Uab1=DUL（14）

将式（14）代入式（13）得

UL=US±UL（15）

或UL(- +)UL=US，UL(1- +)=US

UL=（16）

正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比D=1时，最大正、负补偿电压由式（12）得

Uco,max=（因为此时Uab1=DUL=UL）。

当市电电压的波动范围为±15％时，最大补偿电压

Uco,max=0.15UL=（17）

由于补偿变压器Tr初次级匝比为

ξ==6.667（18）

而补偿变压器次级电流，即市电输入电流

IS=（19）

式中：P为市电输入功率。

补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流

Ich=（20）

即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/ξ。因而补偿功率

Pco=Uab1Ich=DUL=（21）

当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；当Us,min=(1－0.15)UL=0.85UL时，D=1，则补偿功率

Pco,max==0.176P（22）

可以根据Pco,max来选择补偿变压器Tr的容量。

4 单相EPWM斩波器式交流稳压电源

单相EPWM斩波器式交流稳压电源的原理电路如图5所示，此电路只是为了说明原理而采用的。它由5个部分组成，即主电路，市电电压检测电路，正、负补偿控制电路，三角波发生器电路和正、负补偿切换触发电路。主电路的组成与工作原理前面已经作过了介绍，下面仅对其余4个部分作一简单说明。

4.1 市电电压检测电路

市电电压的检测电路，由两个相同的变压器Tr2、Tr3及二极管VD9～VD12，Cd2组成。市电电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。如果采样点取自输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变压器Tr1次级漏抗及滤波电感LF电抗引起的电压降，补偿精度差；如果采样点取自输出端，检测输出负载电压，这样可以对Tr1次级漏抗及LF电抗引起的电压降进行补偿，但补偿后由于UL=Ur就不能继续保持Tr1次级补偿电压uco的存在，出现补偿不稳定现象；如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源那样，采样点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它们相加并除以2，即，当IS≠0时，如果令Tr1次级漏抗XT与LF电抗XL之和XT＋XL=X，则US－XIS=UL，所以==US－。由此可知这种检测法虽然可以对因X而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳定现象，但只能补偿一半的XIS，还有一半XIS不能进行补偿。比较好的检测法是采样点取自输入端，检测市电输入电压US及检测X上的电压降XIS，用US－XIS作为检测到的电压。这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。图5所示的单相稳压电路，就是采用了这种电压检测电路。

串联补偿变压器的次级漏电抗XT，一般为Tr1容量的（3～5）％。而Tr1的容量与市电电压的波动范围有关，当市电电压波动范围为±15％时，Tr1的容量仅为稳压电源标称容量的17.6％。所以，补偿变压器Tr1折算到负载额定电压Ur的次级漏抗压降标么值为

XTIS=(0.03～0.05)×0.176=0.00528～0.0088

XTIS的值很小，可以认为XTIS≈0，此时只需对LF电抗XL引起的电压降进行补偿就可以了。在图5中，变压器Tr2检测的是市电输入电压US，变压器Tr3检测的是LF上的电压降，用Tr2及Tr3的次级电压相减后再进行整流，就可以得到反映US－XLIS数值的直流电压USL。

4.2 对市电电压波动进行正负补偿的控制电路

对市电电压波动进行正、负补偿的控制电路，由图5中比较器U1、U2，比例放大器PI1、PI2，及EPWM比较器U3、U4，和基准电压给定电路R3～R5组成。它分成上下两个支路，上支路由U1、PI1、U3组成，用于对市电电压的负波动进行正补偿控制；下支路由U2、PI2、U4组成，用于对市电电压的正波动进行负补偿控制。与此相应基准电压给定电路也给出了两个基准电压给定值Ur1及Ur2。Ur1对应于市电电压的218V；Ur2对应于市电电压的222V。当市电电压US<218V时上支路工作，下支路不工作，USL与Ur1在U1中进行比较，产生出正误差电压＋ΔU，＋ΔU经过PI1放大后与三角波uc在U3中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行正补偿的控制。当市电电压US>222V时下支路工作，上支路不工作，USL与Ur2在U2中进行比较，产生出正误差电压＋ΔU，＋ΔU经过PI2放大后与三角波uc在U4中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行负补偿的控制。基准电压给定电路给出两个基准电压（Ur1=218V与Ur2=222V）的目的，是为了当市电电压US在218V～222V之间时不使稳压电源工作，以避免市电电压US在（220±2）V区间内稳压电源产生正负补偿振荡，使输出电压不稳定，这一点在图1中没有表明。这里需要指出的一点是，图5中运放PI1和PI2的放大倍数，与补偿变压器Tr1的初次级变比ξ1：1、检测变压器Tr2、Tr3（两个变压器完全相同）的初次级变比ξ2：1、三角波的电压幅值Ucm及市电电压的幅值Um有关。PI1及PI2的放大倍数

K≥ξ1×ξ2×

当Tr1、Tr2、Tr3的变比相同时，K≥ξ12

图5 单相EPWM斩波式稳压电源的原理电路

4.3 三角波发生器电路

三角波发生器电路由一个方波电压发生器（U7）和一个积分器（U8）组成，如图5中U7及U8所示，这种电路在UPS中是常用的。三角波频率与方波电压发生器的频率相同，当方波电压发生器中的电阻R8=0.86R9时，三角波频率fc≈

4.4 状态切换触发电路

状态切换与触发电路如图5下部电路所示。它是由脉冲变压器Tr4、Tr5、Tr6、Tr7及其下面的两个三极管组成的。图中U9、U10是将市电电压变换成与其相对应的正、负半周方波电压。U9得到与us正半周相对应的方波电压，U10得到与us负半周相对应的方波电压。电路的切换采用的是三极管与门的工作原理，触发电路采用的是脉冲变压器输出形式，当然也可以采用光耦的输出形式。切换电路有两组输入信号，每组两个输入信号，即正补偿与负补偿，正半周方波与负半周方波。因此，应有4组触发电路，即由Tr4、V5、V6组成的正补偿正半周触发电路；由Tr6、V9、V10组成的正补偿负半周触发电路；由Tr7、V11、V12组成的负补偿正半周触发电路和由Tr5、V7、V8组成的负补偿负半触发电路。每一种触发电路，只有当脉冲变压器下面的二个三极管同时导通时才能输出触发脉冲。脉冲变压器下面的两个三极管，其中一个受正负补偿信号的控制，另一个受正负半周方波电压的控制。因此，四种触发电路对应于市电电压的每半个周期中，只有一种触发电路输出触发脉冲，其它3种触发电路不工作。由于正负方波电压的加入，4种触发电路之间每半个周期转换一次，而且转换是在市电电压过零时进行。因此，触发电路的切换不会对输出产生冲击。

4.5 稳压补偿过程

空载时假定US<Ur，则正补偿控制电路工作，并使V6、V10导通。在市电电压正半周，U9使V5、V11导通。由于V5、V6导通，Tr4输出触发脉冲，使斩波桥中V1、V4导通。在市电电压负半周，U10使V7、V9导通，由于V9、V10导通，Tr6输出触发脉冲，使斩波桥中V2、V3导通，对市电电压进行正补偿。补偿电压Uco的大小，与Ur1－USL=ΔU的大小成比例。如果此时加载，IS≠0，则Tr3检测的电压降XIS使US减小，因而ΔU增大，补偿电压Uco也相继增大，以达到US＋Uco=UL=Ur的补偿目的。