LDO噪声来源及环路稳定性对输出噪声的影响

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摘要

相位噪声是时钟射频频综最为关注的技术指标之一。影响锁相环相噪的因素有很多,比如电源、参考源相噪、VCO 自身的相噪、环路滤波器的设置等。其中,电源引入的低频噪声往往对锁相环的近端相噪有着很大的影响。对于高性能的时钟和射频频综产品,为了获得极低的相噪性能,往往采用低噪声的LDO 供电。然而,采用不同的LDO 给频综供电,取得的相噪性能往往会有很大差别,同时,LDO 外围电路设计也会影响到频综的相噪性能。

本文首先简要地介绍了LDO 的噪声来源及环路稳定性对输出噪声的影响;其次,根据调频理论推导出VCO 的相位噪声与LDO 的噪声频谱密度的理论计算关系。在此基础上,为了验证LDO 噪声对射频频综输出相噪的影响,分别采用TPS7A8101 和TPS74401 LDO 评估板给TRF3765 射频频综评估板供电,对比测试这两种情况下的TRF3765 相噪曲线;同时,为了验证LDO 环路稳定性对频综相噪的影响,针对TPS7A8101 评估板的参考电路做出部分修改,并对比测试了电路修改前后的TRF3765 输出相噪。

1LDO 噪声来源及环路稳定性对输出噪声影响

1.1 LDO 噪声来源

LDO 的噪声分为LDO 内部的噪声和LDO 外部的噪声。LDO 内部的噪声来自于内部电路的带隙基准源,放大器以及晶体管。LDO 外部的噪声来自于输入。在LDO 的手册中,PSRR 是表征LDO抑制外部噪声的能力,但PSRR 高并不代表LDO 内部噪声小。LDO 的总输出噪声才是表征LDO内部噪声抑制的参数,一般在电气特性表里用单位µVRMS 表示,或者在噪声频谱密度图上表示。

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图2 是LDO 内部结构框图,VN 代表等效噪声源。噪声源包括带隙基准源产生的噪声VN (REF) ,误差放大器产生的噪声VN (AMP) ,FET 产生的噪声VN (FET) 以及反馈电阻产生的噪声VN ( R1) 和VN ( R2) 。在大多数情况下,由于带隙基准源电路是由很多不同的电阻、晶体管和电容组成,它所产生的噪声会远远大于反馈电阻产生的噪声。而且带隙基准源是误差放大器的输入,它所产生的噪声也会经由误差放大器放大来控制FET,所以误差放大器本身以及FET 所产生的噪声也会比带隙基准源的噪声要低。可以说,LDO 内部最大的噪声源就是带隙基准源。我们把LDO 输出噪声VN (OUT) 表示为

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VN ( Other) 是VN ( AMP) 以及VN (FET) 的和。由公式1 可以得出,输出噪声最小值出现在R1 短接到FB,误差放大器的增益近似为1 的时候。

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1.2 LDO 噪声抑制方法

为了抑制带隙基准源产生的噪声,有三种办法。

一是降低误差放大器的带宽,抑制了带隙基准源的高频噪声。但是降低带宽会使LDO 的动态性能降低。

二是在带隙基准源和误差放大器之间加低通滤波。高性能的LDO 都会有一个噪声抑制NR 管脚,CNR 并联在带隙基准源和GND 之间,起到低通滤波的作用。如图3 所示。

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三是在反馈电阻R1 上增加前馈电容CFF 。在增加了CFF 和CNR 后,输出噪声可以表示为

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从式2 可以得出,CFF 越大,输出噪声就越小。频率越高,输出噪声越小。

图4 是不同CFF 下的噪声频谱密度图。可以看出,CFF 越大,噪声从低频开始都能被很好的抑制。CFF 太小的时候,抑制噪声的作用就不太明显。当频率很高的时候,不管用多大的CFF ,噪声频谱密度相差不会太大。所以,增加合适的前馈电容CFF ,对改善LDO 低频噪声有非常好的效果。

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1.3 LDO 环路稳定性与输出噪声的关系

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从LDO 的小信号分析可以看出,LDO 有两个低频极点,如果没有合适的零点补偿,LDO 的稳定裕度不够,就有可能产生震荡。稳定裕度不够的LDO 产生的内部噪声会更大。上节中提到第三种噪声抑制方法,即增加前馈电容CFF 是实际上为了改善系统稳定裕度。由CFF 与R1组成一个低频零点,LDO噪声来源及环路稳定性对输出噪声的影响,32db73c8-1453-11ed-ba43-dac502259ad0.jpg,第9张

由下图的频率响应可以看出,零点是相位裕度有了很大的提升,增加了系统稳定性,从而减小了系统低频噪声。

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2LDO 噪声与VCO 输出相噪的关系

电源引入噪声对锁相环中各个有源器件都可能造成影响,其中最为敏感的部分是VCO,本文将着重讨论LDO 输出噪声对VCO 相噪的影响。

一个典型的LDO 供电的频综系统框图如图7 所示:加载在电源上的噪声信号通过频率调制过程调制到VCO 的输出,造成VCO 输出相噪恶化。

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根据经典调频系统理论,调制指数β由式(3)来表示LDO噪声来源及环路稳定性对输出噪声的影响,3310a084-1453-11ed-ba43-dac502259ad0.jpg,第12张

对于电源噪声调制,式中的频率背离(Frequency DeviaTIon)可由下式得到

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式中,Kpush 是VCO 的电源推压指数,它表征的是VCO 对电源噪声波动的灵敏度,单位用MHz/V 来表示;A 是电源噪声信号幅度。

对于采用LDO 供电的射频频综来说,通常用LDO 的指定频率偏移的频谱噪声密度Sldo(f)(Noise Spectrum Density)来表征电源噪声,由于它是一个RMS 电压值,所以式(4)可以表示为

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将式(5)带入式(3),可以得到

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式中,f 是相应的频率偏移。

由不同频率成分噪声调制到载波输出引起的单边带噪声,由下式表示

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将式(6)带入式(7)有

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由式(8)可见,对于给定的VCO,由于Kpush 是一个确定的值,因此由LDO 噪声引起的VCO 输出相噪是由LDO 的噪声频谱密度(Noise Spectrum Density)决定的。

3、采用不同LDO 进行射频频综供电对比测试

3.1 TPS7A8101/TPS74401 频综供电对比测试

TPS7A8101 和TPS74401 是TI 推出的两款高性能LDO 芯片。与TPS74401 相比, 由于具有更高的环路增益和带宽,TPS7A8101 具有更高的电源噪声抑制比(PSRR);然而,由于具有更好的系统稳定性,TPS74401 拥有更低的噪声频谱密度(NSD),如下图8 所示。

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下面我们分别采用TPS7A78101 和TPS74401 评估板对TRF3765 评估板进行供电,比较两者的输出相噪。测试设置如下图9 所示,LDO 的输入5V 电源由Agilent E3634 提供,通过LDO 评估板后转变成3.3V 给TRF3765 供电。TRF3765 采用评估板上自带的61.44MHZ 晶振作为参考输入,输出频率为2.28GHz。TRF3765 的射频输出连到R&S FSQ8 相噪分析仪上测试相应的相噪曲线。

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两者对比测试结果如下图10 所示,

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由上图看见,采用TPS7A8101 供电,TRF3765 在整个积分区间内(1KHz~10MHz)的RMS 抖动为0.62ps;而TPS74401 的RMS 抖动仅为0.44ps。

3.2 TPS7A8101 输出电路优化及其对频综相噪的影响

TPS7A8101 评估板初始原理图如图11 所示,由上节的测试结果可知,采用该电路给TRF3765供电,RMS 抖动为0.62ps。

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第一章中我们已经讨论了LDO 加一个前馈电容可以有效的提高电源的环路稳定性,从而降低LDO 的输出噪声频谱密度。基于此,我们在TPS7A8101 输出加一个0.47 µF 的前馈电容,修改后的原理图如下图12 所示。

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针对修改前后的设计,我们对比测试了相应的TRF3765 相噪曲线,如图13 所示,由图可见,增加0.47 µF 输出电容后,1KHz 到10MHz 的RMS 抖动由0.62ps 提高到0.49ps。

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结论

综合以上两组测试的测试结果,可以得到下表

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由表1 可以看到,由于TPS74401 的噪声频谱密度最小,在给频综供电的时候可以取得最好的相噪性能;TPS7A8101 噪声频谱密度相对较大,在给频综供电的时候取得的相噪性能相对较差;但是通过优化TPS7A8101 的输出电路设计,频综的相位噪声得到了明显的改善。

实测结果很好的验证了前文的理论分析,即:LDO 的噪声频谱密度参数(NSD)决定了由电源噪声引起的VCO 相噪恶化;通过提高LDO 的环路稳定性可以达到降低噪声频谱密度的目的,从而改善频综的输出相噪。  

      审核编辑:彭静

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