DCM反激式转换器的设计特点

DCM *** 作的特点是转换器的整流器电流在下一个开关周期开始之前减小到零。在切换前将电流降至零将降低场效应晶体管 (FET) 的耗散并降低整流器损耗，并且通常还会降低变压器尺寸要求。

相比之下，CCM *** 作会在整个开关周期结束时保持整流器电流导通。我们在电源技巧 #76：反激式转换器设计注意事项和电源技巧 #77：设计 CCM 反激式转换器中介绍了反激式设计权衡和功率级方程。CCM *** 作最适合中到高功率应用，但如果您有一个可以使用 DCM 反激式的低功率应用，请继续阅读。

图 1：这个简化的反激式转换器可以在 DCM 或 CCM 下运行。

图 1显示了一个简化的反激原理图，它可以在 DCM 或 CCM 模式下运行。此外，该电路可以根据时序在模式之间切换。为了保持本文将评估的 DCM 模式下的 *** 作，关键组件开关波形应具有图 2所示的特性。

当 FET Q1 在占空比周期 D 内导通时开始工作。 T1 初级绕组中的电流始终从零开始，达到由初级绕组电感、输入电压和导通时间 t1 设定的峰值。在此 FET 导通期间，由于 T1 的次级绕组极性，二极管 D1 反向偏置，迫使所有输出电流在时间段 t1 和 t3 期间由输出电容器 COUT 提供。

当 Q1 在周期 1-D 期间关闭时，T1 的次级电压极性反转，这允许 D1 将电流传导至负载并对 COUT 充电。D1 中的电流在时间 t2 期间从其峰值线性下降到零。一旦 T1 存储的能量耗尽，则在剩余时间段 t3 期间仅发生剩余振铃。这种振铃主要是由于 T1 的磁化电感和 Q1、D1 和 T1 的寄生电容造成的。这在 t3 期间 Q1 的漏极电压中很容易看出，它从 VIN 加上反射输出电压下降回 VIN，因为一旦电流停止，T1 就无法支持电压。(注意：t3 没有足够的死区时间，可能会发生 CCM *** 作。)CIN 和 COUT 中的电流与 Q1 和 D1 中的电流相同，但没有直流偏移。

图 2 中的阴影区域 A 和 B 突出显示了变压器在 t1 和 t2 期间的伏微秒乘积，它们必须保持平衡以防止饱和。区域“A”代表 (Vin/Nps) × t1 而“B”代表 (Vout + Vd) × t2，均以次级侧为参考。Np/Ns 是变压器初级与次级匝数比。

图 2 DCM 反激式的关键电压和电流开关波形包括设计人员必须指定的几个关键参数。

表 1 详细说明了 DCM *** 作相对于 CCM 的特性。DCM 的一个关键属性是具有较低的初级电感会降低占空比，而不管变压器的匝数比如何。此属性可让您限制设计的最大占空比。如果您尝试使用特定控制器或保持在特定的开启或关闭时间限制内，这可能很重要。较低的电感需要较低的平均能量存储(尽管具有较高的峰值 FET 电流)，通常也会导致允许使用比 CCM 设计所需的更小的变压器。

DCM 的另一个优点是该设计消除了标准整流器中的 D1 反向恢复损耗，因为电流在 t2 结束时为零。反向恢复损耗通常表现为 Q1 的耗散增加，因此消除它们会降低开关晶体管上的应力。这样做的好处在更高的输出电压下变得越来越重要，其中整流器的反向恢复时间随着额定电压更高的二极管而增加。

DCM优势DCM的缺点

初级电感低于 CCM更高的峰值初级电流

电感设置最大占空比更高的峰值整流电流

可以使用更小的变压器增加输入电容

无整流器反向恢复损耗增加输出电容

没有(或最小)FET 导通损耗可能会增加电磁干扰

控制回路中没有右半平面零比 CCM 更宽的占空比 *** 作

低输出功率的最佳选择增加的带宽变化

表 1 DCM 反激式设计相对于 CCM 设计既有优点也有缺点。

开发人员在开始设计时需要了解几个关键参数以及基本电气规范。首先选择开关频率 (f sw )、所需的最大工作占空比 (D max ) 和估计的目标效率。然后等式 1 在时间 t1 上计算为：

接下来，使用公式 2 估算变压器的峰值初级电流 Ipk。对于公式 2 中的 FET 导通电压 (Vds_on) 和电流检测电阻器电压 (VRS)，假设适合您的设计的小电压降，例如 0.5 V. 您可以稍后更新这些电压降。

公式 3 根据图 2 中的面积 A 和 B 计算所需的变压器匝数比 Np/Ns：

其中 x 是 t3 所需的最小空闲时间(从 x = 0.2 开始)。

如果您想更改 Np/Ns，请调整 D max并再次迭代。

接下来，使用公式 4 和 5 计算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平顶”电压：

由于这些组件通常会因变压器漏感而产生振铃，因此根据经验，实际值比公式 4 和 5 预测的值高 10-30%。如果 Vds_max 高于预期，减少 D max会降低它，但 VPIV_max 会增加。确定哪个组件电压更关键，并在必要时再次迭代。

使用公式 6 计算 t1_max，它应该与公式 1 中的接近：

使用公式 7 计算所需的最大初级电感：

如果您选择的电感低于公式 7 所指示的电感，请根据需要进行迭代，增加 x 并减少 D max直到 Np/Ns 和 Lpri_max 等于您想要的值。

您现在可以在公式 8 中计算 D max：

并分别使用等式 9 和 10 计算最大 Ipk 及其最大均方根 (RMS) 值：

根据所选控制器的电流检测输入最小电流限制阈值 Vcs(公式 11)，计算允许的最大电流检测电阻值：

使用公式 9 和 RS 中为 Ipkmax 计算的值来验证公式 2 中 FET Vds 和检测电阻器 VRS 的假设电压降是否接近;如果显着不同，则再次迭代。

使用公式 12 和 13 从公式 10 计算 RS 中的最大耗散功率和 Q1 中的传导损耗：

FET 开关损耗通常在 Vinmax 处最高，因此最好使用公式 14 计算整个 VIN 范围内的 Q1 开关损耗：

其中 Qdrv 是 FET 总栅极电荷，Idrv 是预期的峰值栅极驱动电流。

公式 15 和 16 计算了 FET 非线性 Coss 电容充电和放电的总功率损耗。公式 15 中的被积函数应与 0 V 与其实际工作 Vds 之间的实际 FET Coss 数据表曲线密切匹配。Coss 损耗在高压应用中或使用极低 RDS(on) FET 时通常最大，它们具有较大的 Coss 值。

可以通过将公式 13、公式 14 和公式 16 的结果相加来估算总 FET 损耗。

公式 17 表明该设计中的二极管损耗将大大简化。务必选择额定次级峰值电流的二极管，该电流通常远大于 IOUT。

输出电容通常选择公式 18 或 19 中较大的一个，这些公式根据纹波电压和等效串联电阻(公式 18)或负载瞬态响应(公式 19)计算电容：

其中 ∆IOUT 是输出负载电流的变化，∆VOUT 是允许的输出电压偏移，fBW 是估计的转换器带宽。

公式 20 计算输出电容器 RMS 电流为：

公式 21 和 22 将输入电容器的参数估计为：

公式 23、24 和 25 总结了三个关键波形时间间隔及其关系：

如果您需要额外的次级绕组，公式 26 可以轻松计算出额外的绕组 Ns2：

其中 VOUT1 和 Ns1 是调节后的输出电压。

变压器初级 RMS 电流与公式 10 中的 FET RMS 电流相同;变压器次级 RMS 电流如公式 27 所示。变压器磁芯必须能够在不饱和的情况下处理 Ipk。您也应该考虑磁芯损耗，但这超出了本文的范围。

　审核编辑：汤梓红