高压离线式高亮度LED的新型恒流控制电路

中心论题：

• 二极管串
• 维持电流
• 同步降压结构

解决方案：

• 将LED串联保证二极管串中的每个高亮度LED输出亮度
• 比较VIFB和VIFBTH来调节输出电流
• 将转换器改为同步降压结构可以提高电路效率

HB-LED (高亮度发光二极管)正越来越广泛地应用于多个领域。其如此受欢迎的原因是它具有很多吸引 OEM和终端用户的特点。高亮度LED结合了高效率、小体积、低电压运行等特点，从而比传统照明设备更为灵活。这种灯具有出色的低温性能、色饱和度和亮度，以及较长的工作寿命。其不含汞的特性在照明行业向清洁技术发展的环保形势下，更具优势。

但由于LED预封装的功率和工作电流分别达到了 5 W 和1.5 A，设备较大的制造容差表明，采用传统的控制方法(如阻性电流限制)既不精确、效率又低。新电路满足了精确和高效电流控制的需求，并且在某些情况下可简化应用级别设计，降低成本。

二极管串
高亮度LED的亮度和色彩都取决于正向电流。要保证二极管串中的每个高亮度LED输出亮度，可以将其串联。但这种结构需要电流控制电路具有较高的电压。由于高亮度LED的 IV 曲线过于陡峭，影响VF(正向电压)制造容差的存在，同时，VF有随温度漂移等问题，并联效果也不好。例如，Lumiled 公司Luxeon III 的VF在不同部分的差异可达到20%(表 1)。

尽管灯的电气参数会发生变化，高亮度LED串的驱动电路还要保持恒定的平均负载电流。与高亮度LED串联的小传感电阻可提供二极管串电流的持续反馈。

接地参考的传感电阻简化了电流传感电路，但在降压转换器中需要高压驱动电路。要避免使用隔离变压器，在设计中必须选择高边检测和低电压驱动电路，或者低边检测和高压驱动电路。实现后者的一种有效方法是，采用有时间延迟滞后控制的高压降压驱动电路(见图 1)。

维持电流
该电路的控制器通过比较反馈电压VIFB和一个标称的0.5V内部参考电压VIFBTH来调节输出电流。如果VIFB 低于VIFBTH，MOSFET导通，从而通过直流总线为高亮度LED串供电。同时，LC 谐振电路在VIFB 增大时存储能量。当VIFB 达到阈值VIFBTH 时，MOSFET 在电路固有的固定时间延迟之后关闭。

该延迟允许VIFB 在MOSFET关闭之前超过阈值。在MOSFET 关闭后，谐振电路释放其存储的能量，为二极管串供电。在此期间，VIFB 逐渐降低，直到达到固定的阈值。比较器在阈值点打开或关闭，电路的延迟允许VIFB 在MOSFET 打开之前继续降低，从而开始下一个循环。

固定时间延迟及相应的电路连续开关促使控制器将二极管串电流调节到平均值IOUT(AVG)，该值为VIFBTH (标称0.5V)及传感电阻RCS的整数商数。只要LC 振荡电路能维持足够低的纹波电压—小于0.1V，这种关系就会成立。

只要输出电压的值保持在一定范围内，这种利用控制器的延迟实现滞后的调节方式就可促使降压转换器自行调节。提高输入输出电压比会加大电流纹波。输入电压和电流限制的需求确定了占空比。这种结构提供了连续而精确的电流控制，且不受输入和高亮度LED正向电压波动影响。

图 2 、图3 及表 2、表3 显示了这种电路在90 ~265 VAC的通用输入电压范围内，以350 mA驱动两个有6个串联LUXEON FLOOD 25-0032 HB-LED板时的结果。表 2 显示了在输入电压范围内良好的电流调节。图 2 和图3 说明了正如理论所示的，由于占空比较小，输入电压较高时纹波较差。这表明在主电压较低的地区，如北美和日本，设备性能更加良好。然而，即使在最差的条件下，只要控制器输入电压保持在90 ~265 VAC的范围内，仍可对电流进行适时调节。同时对只使用6个HB-LED板的系统进行了测量(见表 3) ，对比结果发现，±1.3%的调节差距导致负载电压的差距高达33.4V ~16.4V。  

由于这种结构的效率为总线输出电压的反函数，因此，6个HB-LED 的系统效率低于12个HB-LED的系统，如表 3中所示。6个HB-LED 系统的效率也可以通过修改谐振电路来提高。

同步
将转换器改为同步降压结构可以提高电路效率，同时最少地增加电路复杂性和成本，特别是对于负载电流和输入电压较高的系统(见图 4)。由于总线输出电压决定了降压转换器的占空比，该值较大的系统中，开关周期的大部分时间都由低压设备控制。通常，MOSFET的I2RDS(on) 导通损耗比二极管的VI 耗散项小。可是，要比较两种结构，还要考虑由二极管反相恢复时间造成的损耗与MOSFET的寄生二极管损耗的大小。

当高压部分的MOSFET 导通时，公共节点电压VS 迅速地从接地电压滑向VBUS ，同时，低压部分MOSFET 或二极管在反相恢复时间将VS 电流导向接地点。这会对低压部分的开关设备造成功耗大、散热多、增加元件的压力。二极管的反相恢复时间通常比MOSFET寄生二极管短。在低频和较小负载电流下，MOSFET 寄生二极管的恢复时间较长并不会引起任何问题。但在频率和电流较高的情况下，一定要比较低边设备每个结构的总损耗，以优化设计。

要降低MOSFET 寄生二极管的反相恢复损耗，可与MOSFET并联一个肖特基二极管。由于两种设备正向电压存在差异，在开关空载时间，电感会消耗通过肖特基的电流。当高边FET 导通时，由于寄生二极管不会在正向导通模式下运行，肖特基二极管较快的反相恢复时间将主导电路的活动。在低边导通间隔，MOSFET较低的RDS(on) 可保证较低的导通损耗。

 

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