电源设计指南：拓扑结构（二）

        世界各地有关降低电子系统能耗的各种倡议，正促使单相交流输入电源设计人员采用更先进的电源技术。为了获得更高的功率级，这些倡议要求效率达到87% 及以上。由于标准反激式 （flyback） 和双开关正激式等传统电源拓扑都不支持这些高效率级...要设计一个高效率的电源，就需要电源工程师牢牢掌握电源拓扑结构的扎实基本功。基于此，为了使广大工程师对电源拓扑结构能有一个比较清晰的认识，电子发烧友网推出《电源设计指南：拓扑结构（二）》系列文章，以飨读者。敬请留意后续章节。

 

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电源设计关键之拓扑结构（一）

　　与传统的并联输出级晶体管相比，交错式DC/DC转换器拓扑结构能够实现更高效率的设计，且仍然有改进的余地。在交错式 *** 作中，许多微型转换器单元(或相位)并联放置。理想情况下，有源相移控制电路将功率均匀分配于各相，而且这种方法能够消除输出端的电流纹波，并提高有效纹波频率，从而降低对输出滤波器电容的要求。交错方法还能显著降低对输入电感和电容的要求。

　　然而，这种方法有几个缺点。缺点之一是需要权衡转换器的满载效率与轻载效率。在晶体管级并联的情况下，导通损耗减小，但开关损耗增大。满载时以导通损耗为主，不存在问题。但轻载时相反，开关损耗处于支配地位。此外，各相之间的均流也是一个麻烦的问题，一般由有源控制电路来处理此问题(如果没有该电路，并联各相之间的微小器件不匹配就会造成巨大的相位电流不平衡)，有些方法优于其它方法。

　　

 

　　图1：双相交错式双开关正向转换器

　　数字电源管理能够执行复杂的控制算法，并具有数据总线能力，因而能够更有力地解决这些问题。下面我们将把该技术应用于一个双相交错式双开关正向转换器，以实现实时优化。

　　提高效率

　　A. 轻载与重载

　　开关电源转换器的总能量损耗等于导通损耗Pcond与开关损耗Psw之和。给定输出电流Iout和开关频率fs，开关损耗为(公式1)：

　　Psw = Psw1 + Psw2 = ksw1 • Iout • fs + ksw2 • fs

　　其中，ksw1和ksw2是与器件相关的开关损耗系数。一般说来，晶体管尺寸越大，则ksw1和ksw2越高。

　　不考虑电感电流纹波，路径电阻Rpath上的导通损耗为(公式2)：

　　Pcond = Iout2 • Rpath

　　并联使用交错相位可以降低路径电阻，从而提高重载效率。然而，轻载时的功率损耗以开关损耗为主。ksw1和ksw2随着相位增多而提高，交错 *** 作会显著降低轻载效率。因此，与单相转换器相比，交错式多相转换器具有更高的重载效率，但轻载效率则较低。转换器的效率为(公式3)：

　　

 

　　对于单相转换器，空载时的电源转换效率为0，因为开关损耗部分Psw2始终存在。当输出电流增大时，Psw2变得微不足道，因而效率随之提高。公式3中的分母是一个二阶多项式，而分子仅有一阶，因此当输出电流经过最优点后，效率又开始下降。对于双相转换器，效率最优点时的输出电流为单相转换器的两倍。因此，相位越多，重载效率越高，但轻载效率则越低。

　　以前认为，只有满载效率才是重要的。但如今，电源转换器更多时候是为轻载供电，而不是为重载供电。随着节能需求日益高涨，较高的轻载效率对于电源至关重要。因此，设计师希望利用智能交错控制器来实现所有负载下的高效率运作。

　B. 通过控制相数实时优化效率

　　以上的功率损耗分析显示，让两个并联相位同时在轻载下工作是不合适的。如果关闭一个相位，情况将大为改观。导通损耗增大，但开关损耗减小，因此轻载效率更高。关键是要确保实时优化相数。

　　图2所示为一个双相交错式双开关正向转换器的实验波形，本例采用ADI公司的数字控制器ADP1043实施控制。当总负载电流降至某一阈值以下时，第二相位禁用。如图3所示，当一个相位关断时，轻载效率得到提高。实施和不实施相位优化控制的轻载效率差可能高达15%。

　　

 

　　图2：利用ADP1043实现自动相位关断

　　

 

　　图3：高效率交错式双开关正向转换器

　　C. 通过DCM *** 作实时优化效率

　　从图3可以看出，对于极低的负载，即使以单相工作，效率也会大幅下降。原因之一是转换器的副边使用同步整流器(图1)，当输出电流水平低于电流纹波时，反向电流就会流过输出电感，这种循环电流会引起导通损耗。为了提高效率，一种解决方案是关断所有副边同步整流器，放任体二极管或并联二极管(多数情况下是肖特基二极管)自由处理。当负载足够低时，转换器以断续电流模式(DCM)工作，从而避免循环电流的问题。

　　采用这种方案，转换器效率比连续电流模式(CCM)高5%。此外，轻负载时关断一相可以进一步提高整个应用负载范围的效率。

　　D. 其它考虑除了采取上述措施来优化实时效率以外，设计师还必须仔细考虑功率级和控制器的设计。功率级、检测网络和反馈控制电路存在固有的传播延迟，因此在快速负载升压瞬变过程中，系统必须保持第一相位的输出电压稳定后，才能启动第二相位。而且，系统应能短时间处理全功率。晶体管的选择应当基于这种热敏感条件。此外，磁学设计应能避免系统在较高输出电流下发生饱和。

　　至于控制器，反馈补偿器需要根据不同的工作模式进行调整，因为功率级传递函数会随着相数和CCM/DCM条件的不同而改变。这就需要控制器提供智能管理，传统的控制器很难胜任。另外，数字电源管理控制器能够自动检测负载条件，并且平稳切换到合适的转换器模式。

　　各相均流交错式 *** 作本身并不能确保电流均匀分配。由于并联各相共享同一电压反馈，所以不存在因基准电压不匹配而导致的误差。因此，负载不平衡与器件容差、驱动不平衡和时序误差有关。

　　电流不平衡会造成热应力和器件应力。针对可能发生的过应力状况，晶体管和磁性器件必须采取保险设计。此外，效率也会受影响。例如，如果交错式正向转换器的总电流为30A，两相分别提供10A和20A的电流，那么该因素所致的效率下降幅度接近1%。

　　有两种控制方案可用来实现各相均流：内环路均流和双环路均流。内环路均流本质上是电流模式控制。电压补偿器的输出用作均流总线，为所有相位提供输出电流参考。在电压环路内，均流环路设计不受电压带宽的限制，均流响应甚至可以比电压环路更快。然而，当设计外电压环路时，必须考虑内环路的影响。如果内环路更快，外环路的电压调节功能可能会被削弱。

　　在双环路 *** 作中，电压调节环路和均流环路并联。各相有一个专用均流补偿器来确保其电流跟随均流总线，它可以是并联各相的平均电流或最高相位电流。各相的均流环路输出与公共电压补偿器输出相加，产生该相的占空比信号。这样，均流控制器和电压调节控制器均会影响占空比信号的产生。采用这种控制结构时，各环路可以灵活设计，设计师不必过份担心均流环路与电压调节环路的相互影响。

　　无论采用何种均流方案，为了进行有源控制，必须检测各相的电流。传统方法是各相均使用电流检测方案。电流检测一般用于保护目的，这种技术会增加交错式转换器的成本。

　　为了利用一路输入检测两相的电流，控制器必须分离各相的电流。在交错式正向 *** 作中，主开关的占空比始终低于50%，以免变压器饱和。在180度相移下，主开关电流检测不会发生信号重叠。因此，通过数字控制可以对检测信号进行分配，使之与各相的占空比信号对齐。这样，只使用一个电流检测电路就能清楚地辨别各相的电流。控制器监控各相中流动的电流，存储此信息，并且补偿驱动信号以确保均流。

　　图4所示为一个利用ADP1043控制器实施以上方案的交错式正向转换器示例。显而易见，因为占空比低于50%，所以利用一个公共电流检测点，控制器就能确定各相的电流。如果不实施均流控制，第二相位的电流几乎是第一相位的两倍。启用均流控制后，两相之间的电流差大幅降低到5%。

　　

 

　　图4. 两相均流控制的效果：(上图)启用均流控制;(下图)禁用均流控制。

　　总而言之，交错式 *** 作能够提供单相设计所不具备的优点。使用数字电源管理可以进一步扩大交错式 *** 作的好处。数字控制还能实现简单的均流方案。