基于左手材料相位特性的宽带圆极化贴片天线设计

　　O 引言

　　近年来，随着现代微波通信的发展，宽带圆极化微带天线的发展越来越受到研究者的重视，各种形式的宽带圆极化微带天线层出不穷。而左手材料则以其基于集总电容、电感周期加载结构的形式更被广泛地应用到宽带化、小型化微波器件领域。在有关文献的基础上，设计了一种中心频率为1.8 GHz的宽带90°功分移相器，并通过L型探针结构给微带贴片馈电，从而提高了这种天线的圆极化带宽。

　　1 天线结构

　　该天线的结构示意图如图l所示。该天线通过Wilkinson功分移相器将输入能量分成两路幅值相同、相位差为90°的信号。这两路信号通过探针耦合馈电到圆形辐射贴片。这种结构可以在金属棒和天线金属片之间引入更大的容抗，从而可以补偿探针本身带进来的高感抗，进一步增加天线和底板之间的高度。为了尽最大可能增加带宽，本设计引入的混合空气介质层不失为一个非常有效的方法，该方法不但可以方便地得到介电常数为1的空气层，而且可以在普通的介质层上方便的印刷馈电网络。为了扩展天线的圆极化带宽，本文使用了宽带圆极化天线结构，该天线由三部分组成，其中基于介质板的馈电网络层的输入特征阻抗为50Ω，介质板为边长W的正方形;而处在空气层中半径为Rs的L型金属棒的长度为L1，高度为H1，超出天线的边缘距离为S1;第三部分是用于辐射的金属片，其直径为D，离地面的高度为H。

　　

　　圆形贴片的主模是TMll模，根据上述天线结构，TMll模的场能量集中在空气层。若激励单元的谐振频率为f，激励模式为TMll模。那么，当贴片形状为圆形，激励板半径为a时，则有：

　　

　　根据上述公式，选择基片的介电常数和厚度，就可以得到需要频率点的初始圆形贴片尺寸。本设计选择基片厚度为0.8 mm，介电常数为2.2的介质板Arlon Diclad 880(tm)做馈电网络的基板，空气层介电常数为l，中心频率为1.8GHz。而在确定圆盘高度时，为了扩展带宽，可将贴片与基板间距离拉大，但是，随着它们之间高度的增大，方向图将不再具有良好的辐射特性，且带宽增加将不再明显，一般可将高度选择在0.1～0.15λ之间，同时为了能让L型金属棒起到更好的馈电作用，这里取H=20 mm(0.11λ)比较合适。通过公式(1)可以得到初始圆形贴片的直径为104 mm。其他参数的取值为：W=180 mm，L1=36 mm，H1=ll mm，Sl=14 mm，Rs=l mm。通过HFSS软件的优化仿真，可得到最佳贴片直径D为76.5 mm。

　　2 宽带功分馈电设计

　　Wlnkinson功分器的结构如图2所示。该功分器可以看作一个三端口网络。端口1为输入端，端口2、3为输出端，两端间互相隔离。功分器的两个分支线的特征阻抗是

。对两个输出端分别加入CRLH-TLs和传统传输线，则可使两端口具有90°的相位差。

　　

　　假设3端口为普通传输线，在中心频率f0=1.8 GHz处的相位为-54°，那么，通过Agilent公司的ADS软件计算得到的线长为18.3 mm。由于普通传输线的线性特性，可以很容易得到f1=1.5 GHz和f2=2.1 GHz处的相位分别为φR(f1)=-45°和φR(f)=-63°。

　　2端口加入CRLH-TLs后，频率f1和f2处的相位

　　

　　根据式(6)可以得到CRLH-TLs中RH-TLs的结构，再由式(5)、(7)以及匹配阻抗可得到L、C的大小值。取N=2，可得到RH-TLs的长为3.1-mm，LH部分L=11.5 nH，C=4.6 pF。这样，便可使用ADS搭建电路并优化仿真。

　　3 仿真结果

　　图3所示为仿真得到的S11、S21、S31、S22、S33和S23参数曲线，图4所示为加入左手结构后两端口的相位比较。

　　

　　从图3所示的S参数曲线和图4所示的相位比较图可以明显发现，加入CRLH-TLs结构后，两端口的传输特性仍能达到要求，而且在1.28～2.53GHz范围内的端口相位差满足90°±5°，这是普通微带线根本无法比拟的。

　　

　　根据未加入馈电网络时软件仿真结果，本设计的双馈点圆极化天线结构的S11小于-lO dB时的带宽为30%(1.46～1.94 GHz)，增益>5 dB时的带宽为62.2%(1.25～2.37 GHz)。显然，相对于普通介质基板的圆极化天线，新天线的带宽已有了很大的提高。

　　4 结束语

　　本文用左手微带线和传统的右手微带线分别级联在Wilkinson功分器上，并将其作为宽带天线的馈电网络;从而设计了一种新型宽带圆极化贴片天线，该天线在各项性能指标上均表现突出，各项指标较传统双馈电型圆极化天线均具有显著提高。