采用变压器次级辅助绕组的软开关PWM三电平变换器_技术

采用变压器次级辅助绕组的软开关PWM三电平变换器

摘要：提出一种新型的ZVZCSPWM三电平直流变换器，在变压器的次级侧附加一个辅助绕组，整流得到的辅助电压，为滞后管创造零电流条件，较好地解决了滞后管轻载下软开关难的问题。新的主电路拓扑减小了高压下功率器件的电压应力。分析了各时段的工作原理，并提供了设计参考和实验结果。

关键词：三电平变换器；零压开关；零流开关；移相脉宽调制

1 引言

随着科技的发展，谐波污染问题越来越引起人们的关注，有源功率因数校正（APFC，AcTIve Power Factor CorrecTIon）技术是解决谐波污染的有效手段。而三相功率因数校正变换器的前级输出直流电压一般为760～800V，有时甚至高达1000V，这就要求提高后级变换器开关管的电压定额，但是，很难选择到合适的开关管[1]。另外，高频化也是变换器发展的方向，但是随着开关频率的提高，开关损耗也成比例地增加。本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM三电平变换器，使开关管承受的电压应力为输入直流电压的一半，并使开关损耗减小，从而较好地解决了上述两个问题，克服了文献[2]－[3]中所提出的ZVZCS三电平变换器的部分缺点，其主电路如图1所示。它采用移相控制，其中C1和C2是分压电容，其容量相等，并且很大，均分输入电压Vin，即VC1=VC2=Vs=Vin/2。Lk是变压器初级漏感，D5，D6是箝位二极管，S1和S4是超前管，C3和C4分别是S1和S4的并联电容，S2和S3是滞后管。Css为联接电容，分别将两只超前管和两只滞后管的开关过程连接起来。Ch是维持电容，它使初级电流复位，从而实现滞后管的ZCS，并防止初级电流ip反向流动。Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容，R为负载。

图1 主电路拓扑

2 工作原理及软开关效果

ZVZCSPWMTL直流变换器有9个工作模式，对应的工作波形如图2所示。

图2 工作波形图

在分析工作模式前作如下假设：

1）所有开关管、二极管均为理想器件；

2）所有电感、电容均为理想元件；

3）电容Css足够大，稳态工作时，Css的电压恒定为Vin/2；

4）输出滤波电感Lf足够大，其电流为输出电流Io，可以认为是一个恒流源；

5）C3=C4=Cr。

2.1 工作原理[4][5]

模式1（t0～t1） t0以前S1已开通，t0时刻S2导通，此时vab=Vs=Vin/2。由于Lk的存在，ip不能突变，所以S2是零电流开通。ip逐渐增加，但还不足以提供负载电流，D7与D8依然同时导通，变压器次级绕组被钳位在零电压，变压器辅助绕组上的电压也为零。初级电流如式(1)线性增加

ip=t (1)

模式2（t1～t2）在t1时刻，ip=nIo(n=N2/N1)，初级开始为负载提供能量。辅助电路中的D9导通，维持电容电压vCh开始充电上升。维持电容的电压和充电电流由式（2），式（3）给出

vCh(t)=naVs[1－cos(ωat)] （2）

ich(t)=－sin(ωat) （3）

式中：Za=为谐振电路的特征阻抗；

ωa=为谐振频率；

na=N3/N1为变压器辅助绕组与初级绕组的匝比，它小于变压器次级与初级匝比n=N2/N1的一半（忽略漏感和次级整流二极管的结电容间的寄生影响，以简化工作过程的分析）。

模式3（t2～t3） t2时刻，Lk与Ch完成了半个谐振周期，VCh=2naVs，电容Ch试图通过Dh放电，然而VCh<Vrec，所以Dh反偏。维持电容Ch保持电压不变，输出功率由主绕组承担。

模式4（t3～t4） t3时刻S1关断，ip给C3充电，C3上电压逐渐上升，所以S1是零电压关断。同时C4放电，此时Lk和输出滤波电感Lf相串联，Lf一般很大，ip近似不变，类似于一个恒流源，C3电压线性上升，C4电压线性下降。

vC3(t)= （4）

vC4(t)=Vs－（5）

初级电压vab=vC4，次级整流电压与初级电压下降的斜率相同。

模式5（t4～t5） t4时刻次级整流电压下降到维持电容电压VCh，此时二极管Dh导通，整流电压随着维持电容电压变化（设Ch比C3，C4大得多），Ch开始为负载提供部分电流。因为漏感储能仍使C3充电C4放电，初级电压几乎按与先前同样的斜率下降，这意味着次级整流电压比初级电压下降得慢。初级电压与次级反射电压之差加在漏感上，初级电流ip开始下降。折算到初级的简化等效电路如图3(a)所示，初级电流和电压以及次级电压为

ip(t)=nIocos(ωbt)＋nIo （6）

vab(t)=sin(ωbt)－（7）

（a）模式5 (b)模式6 (c)模式7

图3 简化等效电路图

Vrec(t)=－sin(ωbt)＋t＋2naVs （8）

式中：ωb=；

Ceq=C3＋C4。

模式6（t5～t6） t5时刻，C3的电压上升到Vs，C4的电压下降到零，vab=0，此时D4自然导通。D4导通后，C4的电压被箝在0，因此可零电压开通S4，S4与S1驱动信号之间的死区时间应大于(t5－t3)。次级电压折算到初级后都加在漏感上，初级电流迅速下降。折算到初级的简化等效电路如图3(b)所示。初级电流和次级电压为

ip(t)=Iacos(ωct)－sin(ωct)＋Ia （9）

vrec(t)=nIaZcsin(ωct)＋Vacos(ωct) （10）

式中：Zc=；

ωc=；

ip(t5)=Ia；

vrec(t5)=Va。

模式7（t6～t7） t6时刻初级电流完全复位，整流电压vrec(t6)=Vβ。然后整流二极管D7关断，Ch提供全部负载电流，整流电压迅速下降，简化等效电路如图3(c)所示。此模式下的整流电压按式（11）线性下降。

vrec(t)=Vβ－t （11）

模式8（t7～t8） t7时刻Ch放电完毕，然后整流二极管D7，D8同时导通，均分负载电流。

模式9（t8～t9） t8时刻关断S2，此时ip=0，因此S2是零电流关断，以后是S2与S3的死区时间。t9时刻开通S3，由于Lk的存在，ip不能突变，所以S3是零电流开通，电路工作进入另半个周期，其工作情况类似于前面的描述。从以上工作模式分析可以看出，这种变换器可以获得很好的ZVZCS软开关效果，并减小了占空比丢失。

2.2 ZVZCS软开关效果

2.2.1 超前管的ZVS范围

超前管并联的电容首先利用输出滤波电感的能量充电/放电（模式4），然后通过漏感储能充电/放电（模式5），因此易于实现ZVS，但在负载很轻时，超前管的ZVS会受到限制。在模式4最后时刻的初级电压等于维持电容电压折算到初级的峰值，初级电流ip=Ion，从能量关系来看，若要实现ZVS，则漏感储能要大于或等于维持电容储能，即

Lk(Ion)2（C3＋C4）

Io?（12）

式（12）决定了超前管的ZVS范围，从式中可以看出，超前管的ZVS是由变压器匝比，开关管并联电容，变压器漏感和输入电压共同决定的，当电路中的条件满足式（12）时，在任意负载条件下，超前管都可以实现ZVS。

2.2.2 滞后管的ZCS范围

从前面的工作原理分析可知，初级电流由维持电容电压来复位。在轻负载下，维持电容不能完全放电，所以充电少，负载越轻，维护电容峰值电压越低。然而复位电流也随负载电流的减小而减小，滞后管的ZCS也能通过很低的维持电容电压获得，因此，滞后管的ZCS变化范围足够宽。

3 实验结果

一个2.7kW的变换器验证了这些特性。输入为三相50Hz/380V，输出为直流27V/100A，变换器工作频率为20kHz。超微晶ONL－805020，N1=30，N2=5，N3=2，Lk=5μH，Ch=20μF，功率模块为2MBI50L－120X2。图4－图9为试验得到的波形。实验表明，该变换器可以在较轻负载下实现了软开关。