RCD箝位反激变换器的设计与实现_技术

RCD箝位反激变换器的设计与实现

摘要：论述了峰值电流控制RCD箝位反激变换器的原理，介绍了UC3843电流控制型脉宽调制器的各种设置，由UC3843构成的逆变器辅助开关电源,具有电路简单、易于多路输出、过载与短路能力强、可靠性高等优点。关键词：电流控制；RCD箝位；反激变换器DesignandDevelopmentofRCDClampedFlybackConverter

图1RCD箝位反激式变换器电路拓扑

1引言

反激变换器具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而是逆变器辅助开关电源理想的电路拓扑。然而，反激变换器功率开关关断时由漏感储能引起的电压尖峰必须用箝位电路加以抑制。由于RCD箝位电路比LCD箝位、有源箝位电路更简洁且易实现，因而RCD箝位反激变换器在小功率变换场合更具有实用价值。将RCD箝位反激变换器与峰值电流控制技术结合在一起，便可获得高性能的逆变器辅助开关电源。本文主要论述RCD箝位反激式变换器的原理，介绍了UC3843电流控制型脉宽调制器的各种设置，并给出了设计实例与试验结果。

2RCD箝位反激式变换器的原理

2.1功率电路

采用RCD箝位的反激变换器，如图1所示。当功率开关S关断时，变压器T漏感的储能将转移到箝位电容C中，并在电阻R上消耗，从而使功率开关S关断时产生的电压尖峰得到了有效的抑制。

然而，箝位电路参数对反激变换器的性能有重要的影响。选取不同R、C值时，箝位电容电压波形如图2所示。图2(a)中，C取值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器原边能量不能迅速传递到副边；图2(b)中，R、C值合适，C上电压在S截止瞬间冲上去，然后D截止，C通过R放电，到S开通瞬间，C上电压应放到接近(N1/N2)Uo；图2(c)中，R、C均偏小，C上电压在S截止瞬间冲上去，然后因为RC时间常数小，C上电压很快放电到等于(N1/N2)Uo，此时RCD箝位电路将成为反激变换器的死负载，消耗储存在变压器中的能量，使效率降低。

2.2UC3843电流控制型脉宽调制器

英国Unitrode公司的电流控制型IC芯片

图2不同R、C值时箝位电容电压波形

图3电流检测和限制

图4UC3843电路的斜坡补偿
UC3843，为单端输出式脉宽调制器。芯片只有8个引脚，外电路接线简单，所用元器件少，而且性能优越，成本低廉，驱动电平非常适合于驱动MOS场效应管。

2.2.1误差放大器的补偿

UC3843的误差放大器同相输入端接在内部＋2.5V基准电压上，反相输入端接受外部控制信号，其输出端可外接RC网络，然后接到反相输入端，在使用过程中，可改变R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应，RC补偿网络接在芯片脚1和脚2之间，误差放大器补偿网络可以稳定这种电流控制型PWM。

2.2.2电流检测和限制电流检测电路，如图3所示。正常运行时，检测电阻RS的峰值电压由内部误差放大器控制，满足IS=（1）

式中：VC为误差放大器的输出电压；

IS为检测电流。

UC3843的内部电流测定比较器反相输入端箝位电压为1V，最大限制电流IS=1V/RS。在RS和脚3之间，常用R、C组成一小的滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等于电流尖峰持续时间(通常为几百ns)。

2.2.3UC3843电路的斜坡补偿

UC3843是电流控制型芯片，当占空比D大于50％时，由于谐波振荡及电感电流上升率平坦，容易引起不稳定，这时应考虑用斜坡补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿有两种方法，一种是在误差电压UE处加上斜坡补偿，另一种是在采样电压US处加上斜坡补偿。这里采用在采样电压US处加上斜坡补偿，将补偿斜坡加在采样电阻RS的采样电压上，再与平滑的误差电压进行比较，这种补偿能有效地防止谐波振荡现象，使电路工作稳定，补偿斜坡由振荡器获得，调整R1阻值的大小可改变补偿斜坡的上升率。如图4所示。

3储能式变压器的设计

单端反激式变压器是一种以隔离方式传输能量的元件，对于电感电流连续模式和电感电流断续模式，变压器的铁心工作状态是不同的，因此，变压器的设计也是不一样的。这里把变压器设计在工作于电感电流连续模式。电流临界连续时原边电感L1min为L1min=η(2)

式中：Uimin为变压器原边输入的最小直流电压；

Ts为开关周期；

Po为输出功率；

η为变换效率。

储能式变压器磁芯气隙δ为δ=(3)

式中：B为铁心工作磁感应强度；

Sc为铁心截面积；

K为最小输出功率与额定输出功率之比。

原边绕组匝数N1为N1=(4)

原、副边绕组匝数比为n12==(5)

式中：UD为输出整流二极管压降；

Uo2为副边绕组N2的输出电压。

图6逆变器辅助开关电源试验波形

RCD箝位反激变换器的设计与实现

同理可求得其它匝比。

4开关电源电路组成及试验

逆变器辅助开关电源电路组成，如图5所示。输入220（1±10％）V50Hz电压经EMI滤波器、整流桥后得到DC270V，再经RCD箝位的反激变换器变换成＋15V（0.8A）、－15V（0.15A）、＋5V（0.2A），＋4×25V（0.05A）共7路输出。电流控制芯片UC3843由自馈电绕组N5供电。R10是电流检测电阻，R12是斜坡补偿电阻。额定输出功率20W，开关频率为40kHz。储能式变压器磁芯选用铁氧体R2KBDGU30，绕组匝数N1/N2/N3/N4/N6/N7/N8/N9=284/5/12/12/12/22/22/22/22，最大占空比0.6，临界连续时输出功率为1/6额定功率。箝位电阻取68kΩ，箝位电容取2.2nF高频瓷电容，箝位二极管选肖特基二极管MUR110，整流二极管D3、D6、D8选肖特基二极管IN5819，D7选肖特基二极管IN5822,D9、D10、D11、D12选肖特基二极管SR108。

逆变器辅助开关电源试验波形，如图6所示。图6(a)的CH1是功率管S的驱动电压uGS(5V/格)，CH2是漏源电压uDS波形(200V/格),其关断电压尖峰得到有效抑制；图6(b)是变压器原边N1的电流波形（0.1A/格），变压器工作于电感电流连续模式；图6(c)的CH1为电流检测电阻R10上电压波形(500mV/格)，CH2为采用斜坡补偿后UC1843的脚3采样信号电压波形(500mV/格)，斜坡补偿后采样信号电压上升率高于电流检测电阻R10上电压上升率，提高了电路的抗干扰能力。试验结果证实了理论分析的正确性。图6中横坐标为1μs/格。

5结语

(a)功率管S驱动电压与漏源电压