用ML4835设计室内可调光小型荧光灯电子镇流器_技术

用ML4835设计室内可调光小型荧光灯电子镇流器

本文详叙了一种低损耗的建筑用可调光镇流器的设计，它采用ML4835电子镇流控制器IC，以MicroLinear公司的ML4835EVAL板为基础。

当工作电压超过102V～138V范围时，ML4835EVAL板作为功率因数校正的65W电子镇流器，它接受0～10VDC控制、具有20∶1调光范围，控制两只串接的32WPL?T紧密型荧光灯管。灯管采用预热、点亮和调光的运行模式，是一频率变化范围宽、不重迭的变频器拓扑。图1给出了这种120V的电子镇流器设计框图。图2则给出了完整的ML4835EVAL电路图。

CFL小型荧光灯被设计为工作在要求全照度和可调光的，其镇流器充分显示了该ML4835镇流控制器IC的如下特性：

（1）工作在镇流变频器频率下的连续电流模式

（PFC）用以降低传导EMI和二极管损耗；

（2）总谐波失真小于10％；

（3）可编程的三重频率起动程序用以延长灯管寿

命，简化灯管网络设计，以及在任意调光能级无全功率闪光时起动灯管；

（4）具有单片热保护功能和灯管熄灭检测电路；

（5）灯管寿命终结保护或功率限制功能；

（6）根据由调光控制器或传感器来的0～10VDC

图1120V镇流器设计的方框图

图2可调光CFL镇流器原理图（原图，未做格式化处理）

电压可控制小型荧光灯光输出变化100％～5％；

（7）按可编程的时间间隔自动再起动灯管。

1功率因数校正器（PFC）的设计

（1）选择PFC输出电压VB

因PFC采用升压式变换器，则：VB>×VIN(max)

式中：VB为PFC输出电压；

VIN为输入线电压有效值。

为了能在具有较小变化的220V电压工作则：

VB>(1.414)×(1.1)×220(1)

即VB>342VDC（采用380VDC）。

（2）计算升压电感数值

由于在该功率范围内工作的灯管频率接近40kHz，故选用小号的铁氧体磁芯。ML4835?PFC电路工作在连续的电感电流模式。该磁芯的典型应用电感数值可由下式求出：L=mH(2)

式中：L是T1绕组（6、10）的电感值；

fmin是变频器的最低频率；

VIN=90V是开始调节的线电压值；

PO是向灯管输出的功率。因此有：L==1.5mH（采用3.5mH）

（3）电流传感电阻的数值

为了确定电流传感电阻的最大值R1，应求出流经它的峰值电流。该峰值电流由时钟频率电流Icp与线路频率电流Inp组成。

在VIN(min)时的占空比D为：D=1－(3)

式中：VIN=90V；

VB=380VDC。

因此得到D=0.67。

图3灯管网络

（a)灯管网络等效电路(b)灯管网络的电容

T==25×10－6s=25μs

TON=DT=0.67×25×10－6=16.6×10－6s=16.6μsICP=(4)所以：ICP==0.30A并且有：InP==1.02A

这样就能得到流经R1的总峰值电流IR1：

IR1=0.30＋1.02=1.32A

R1的最高电压被电流限制门槛置位于－1.0V，所以R1的最大值为：R1=1.0/1.32=0.755Ω（选用0.33Ω）

（4）选择斜坡电容C24

斜坡电容器C24的数值可由式（5）求出：C24=(TOFF－TDIS)×（5）

式中：TOFF=T×(1－D)=8.38μs；

TDIS≌321×CT≈0.68μs；

PEAO(max)=6.1VDC；

Ri=22kΩ（IC内部电阻）

因此可得到：C24=1.1nF

这是C24的最大值，可用于在90V时起动调节。然而其实际值较小，这是因为R2和C4对电流脉动有整形作用。R2和C4衰减大的高频开关尖峰，它流经R1引起电流脉动。现选用C24数值为470pF。

（5）功率因数校正误差放大器输出（PEAO）的补偿（2脚）：

补偿网络的典型设计是分别在3Hz与30Hz处引入一个零点和一个极点。

2灯管网络的设计

2?1灯管网络功能

灯管网络的主要功能是：

（1）以谐振方式把灯管的电弧电阻RL变换成变频器两端的一只能消耗灯管的满载额定功率的电阻RIN。

（2）当用于可调光场合时，它必须维持阻抗与频率的相应关系，即在频率升高时将单调地减小供给灯管的电流，而且维持灯管两端有足够的电压，使之在整个调光范围内都能工作。

良好的镇流器设计需要了解许多灯管的使用数据。高频灯管的数据需要考虑到：①参考的镇流器特性；②工作特性；③点火特性；④调光曲线和阴极加热的必要条件。

除调光曲线外，该32WPL?T的数据可从菲利浦照明公司（PhilipsLighTIngCompany）得到。对高频灯管进行测试方可绘出调光曲线。

2?2灯管网络设计程序

用于灯管网络设计的推荐程序是：

（1）根据PFC电路和灯管数据计算RIN和RL。

（2）选择恰当的网络拓扑。

（3）用一个扩展图表格式写出网络设计方程式。虽然有各种方法用于设计谐振网络，本网络设计仍采用阻抗变换技术来完成。通常，这种方法要求把电阻值分配给网络中每个电感线圈的输入与输出端，如图3（a）所示。这些数值限定了变换的量值和方向。利用各部分变换的Q值QTRS，可求出网络元件的电抗值：QTRS=(6)

式中R1和R2是变换的电阻。如果R1是输出电阻，那么变换则是向下方的，R1总是接到网络的并联元件两端。如果R1是输入电阻，那么变换则是向上方的。网络的各部分设计在输出端能定时起动。

（4）选择满载功率时的工作频率fmin，并按步骤（3）求出电抗元件的数值。

（5）利用步骤（4）中求出的元件值，写出一组网络工作方程式。该工作方程式用灯管起动电阻RL和把串联等效元件变换为并联元件，再把它们和其它并联元件综合之后写出。然后这些并联元件再反变换为串联等效元件，再把它们和其它串联元件综合。这一过程继续到网络的输入。无论RL是接到串联元件还是接到并联元件，该过程都是相同的。

图4增大RL和XT对QIN的影响

如果设计的方程式是正确的，那么最后的变换将是三个元件串联的结果：一个感抗，一个等值的容抗，一个数值为RIN的电阻，第一个网络元件（在本设计中是L3），是一串联元件。该组方程式限定了网络中每个节点的工作条件，通过节点的电流和所有元件两端的电压，以及相位关系。

（6）利用灯管调光曲线、电弧电压与电弧电流的相应关系，算出曲线不同点所对应的灯管电弧电阻RL。见图4中的电弧电阻曲线。以RL来替代网络工作方程式中的这些电弧电阻值，然后调节频率求出相应的灯管电弧电流。

从最小的RL开始，每个逐次的RL值应需要更高的频率来求出对应的电弧电流值。这就核实了带有灯管的网络调光性能，并绘制出图4中所示的频率曲线。作某些调节，能使设计参数较好地匹配灯管调光网络。例如在设计方程式中用RL=900Ω阻值，代替由灯管数据计算的632Ω，以扩展Q值缩减T型网络的影响、降低灯管电流。

（7）根据灯管点火数据，求出预热期间加在灯管两端所允许的最大电压VPHT。在网络工作方程式中采用很高的电阻RL时，是表明在开路状态，再调节频率求出一个电压值，它稍低于VPHT。存在两个频率值，选择较高的fPHT。

（8）根据灯管点火数据，求出点火所需要的最小电压VST。在网络工作方程式采用高的阻值RL，然后调节频率得到一个高于VST的电压值。将会存在两个频率值，选择较低的fST。

2?3灯管网络设计

（1）求解网络元件的数值

首先是计算两个串联灯管的RL值：RL==632Ω

式中：VL和IL分别是灯管电压和电流，它们是在全亮强度时的值。然后求EIN：因方波的基波有效值电压是其峰?峰值的/π倍，即

EIN=0.45×VB=171V所以：RIN=≈390Ω

式中：PO=（灯管电弧功率＋灯丝功率）/（效率）=(64＋1)/0.88≈75W。

因此该网络应把632Ω的灯管电阻，转变成变频器的390Ω，以产生75W功率。

（2）选择网络拓扑

由于RL大于RIN，一个低通LC网络（串联的L和并联的C）与接在C两端的灯管，可以提供基本的灯管网络功能。

该典型网络用于ML4831EVAL和ML4833EVAL电路板，它们设计工作在线性的灯管。然而小型荧光灯CFL的调光特性与线性灯管有很大差别，会使采用该网络拓扑变得不切实际。图5给出了加在两个串联32WT8型（线性）灯管和32WPL?T（小型荧光灯）灯管两端的电压曲线，是在它们调光10％时测量的。要注意到小型荧光灯CFL两端的电压增加到大于80％时，在线性灯管的两端电压变化却只有20％左右。

图5施加在32WT8和32WPL?T两种灯管上的电压

由于灯管接在并联电容器两端，所以当调光器指示电弧电阻和Q值有相应较大的增加时，在小型荧光灯两端的电压会大幅升高，即：

Q=RL/XC

然而当调光时加在灯管的高电压增加，此时需要低的网络Q值。为了克服这个性能上的矛盾，在低通网络之后设置一个高通T型网络来驱动灯管，即由一只串联的电容器C13来驱动灯管，当灯管调光时它会减小网络的Q值。即：

QO=XC13/RL

这些网络组合成一个低通L环节跟随一个高通T环节（两个高通L环节背对背），它是作为变压器耦合的T型L环节，见图3(a)。

低通LC网络的Q值QIN，可做得大于高通T网络的输出Q值QOUT，以正确地实现网络的频率响应。

（3）网络工作的说明

当灯管调光并且QOUT减小时，C13的等效并联电抗XC13P变大，这是因为：XC13P=XC13×（7）

把XC13P与变压器的副边电抗（T的分流引线）结合，变换到原边时为XT。变压器T的输入Q值QM可做得很小：QM=，以及XC12=QM×RM（8）

所以XC12也小到允许XT并联在C11，成为LC的并联电容，见图3（b）。

当RL更大并且XT变为更呈电感性时，XT与XC11的的复合电抗增大，引起QIN降低。这种影响可以从图4中的关系曲线看出。由于频率曲线的斜率随灯管电流变化，与网络的Q值成反比。

所以当灯管调光使曲线的斜率变得更陡时，表明网络的Q值减小。该网络在频率单独增大50％时，将灯管调光在全发光输出时的5％。低的调光频率能使寄生电流的损耗最小，并允许灯管以遥控方式设置。

（4）选择fmin和求出网络元件的数值

在选择了恰当的网络拓扑、并分配了变换电阻之后，再计算变换的Q值和求出网络的元件数值。例如在图3(a)中的低通LC网络，选择R1=1740Ω作为它的输出电阻器RM，选择R2=390Ω作为它的输入电阻器RIN，因此输入Q值QTRS将是1.86，从而有：XC11==－935Ω，以及XL3=1.86×390=725Ω

为了能使用标准电容器C11=4.7nF，选择的频率值为fmin=36.2kHz。实际fmin稍微提高到40kHz，以改进调光性能。fmin是由R19阻值来设定。选择C20=1.5nF，以便在栅极驱动信号之间产生一个合理的死区时间。

（5）选择预热时的频率fPHT

如网络设计程序（7）所述，选择fPHT=64.5kHz，以设置灯管两端的电压为350V。根据选择的R18阻值来设置频率，并由R22和C21数值来设置预热的间隔时间为0.9s。

（6）选择灯管的点火频率fST

如网络设计程序（8）所述，选择fST=48.5kHz。按RT2的阻值来设置频率。

（7）灯丝电压和阴极电压

阴极加热通过在灯管两端放置的一个小变压器来获得。在调光情形之下这是理想的位置，因为对调光灯管阴极加热是额外的。在预热期间，变压器匝数比由灯管两端的电压来确定。由Philips照明提供的镇流器指南建议预热时间为1s，灯丝电压应在3.9V～5.2V。当预热时间为0.9s时，电压调节在4.8V。这是因为在预热期间加在灯管两端的电压为352V，其匝数比为74。在全发光强度时的灯丝电压是2?8V，并以5％的速率增加到5?1V。

3镇流器工作说明

（1）灯管的起动程序

ML4835采用可编程的三种频率程序，来进行预热、起动和使灯管满载功率工作。用于设置这三种频率的充电电流是很精确的，由不同的电阻值分别来设定。

预热的频率是最高的，选择它使之在灯管两端产生的电压为350V。该电压足够低以致于不产生大于让灯管发光的25mA电流。灯丝变压器的原边接在灯管两端，所以在调光期间随灯管电压增加，阴极加热也增强，它对于维持灯管的寿命是很重要的。灯丝变压器T3的匝数比，选择在预热期间使灯丝电压为4?8V。

在预热周期结束之后，频率变为起动频率，它接近负载开路时的谐振频率，以便在灯管两端产生650V的起动电压。灯管初始起动（或者是在灯管熄灭再起动期间里）允许的最大时间，由ML4835设置为0?5s。

这么短的时间容许起动频率借助谐振电容来选择，以致使电感L3的尺寸和成本降到最低，而不致在变频器功率开关管MOSFET上有多余的热应力。在预热期间，灯管反馈放大器的输入端（5脚）和阻断（10脚）是闭锁的。

当灯管点火并且由电流传感变压器T5检测出灯管电流时，闭锁周期结束，变频器频率变为满载时的fmin值。在起动频率时的灯管电流，大约是满载功率的36％，所以当闭锁周期结束时，灯管被驱动在满载功率、或者由灯管电流反馈电路预置的调光能级。这种起动方法使灯管电流在调光之前越过辉光区域，而不会产生满载功率时的闪光。如果灯管电流在起动期间没有被检测出来，则阻断功能起作用。

（2）灯管输出的检测

ML4835采用变频器栅极驱动的占空比阻断方式，由C21和R22设置再起动时间间隔的长短。无负载工况的检测，是通过10脚上采样灯管电流所产生的电压与内部的门限电压的比较来进行的。如果在灯管起动周期的末端，由采样灯管电流所产生的电压不大于门限电压值，那么阻断功能起作用。当阻断时在每个再起动时间间隔内（典型值为6s～10s），可编程起动程序重复进行，所以灯管将不会被损坏。

（3）灯管的调光

荧光灯管的光输出，是与它的电弧功率即灯管的电流和电压的积密切相关的。ML4835赋值电路板控制光输出，它是通过用一只电流传感器T5采样灯管电流（见图2），然后加以整流并把它供给由R14、R1和U1组成的PWM脉宽调制器的分压器（R1和U1是在调光接口部件板上）。

该电路改变电阻的平均值，流经这个电阻的取样灯管电流产生的电压，与PWM信号的占空比成比例，PWM是在灯管误差放大器的（－）输入端（LFA：IC?5脚）。由C15提供平滑滤波。PWM占空比受0V～10V直流电压的控制，它来自一个标准的遥控调光控制器件，或来自蜂窝状EL7316A型手控调光器的传感器。

灯管误差放大器LEA的（＋）输入端在IC内部接到一个2?5VDC参考电压，它使LEA输出电压（6脚）的变化依照总的灯管电流或者希望的发光强度。该电压控制一内部压控振荡器VCO，以调节变频器的开关频率。当变频器的频率因灯管网络的阻抗特性而升高时，灯管的电流则降低。

（4）功率检测脚

电阻器R9两端的电压是由R24和C23来平滑滤波的，其直流电平表示由PFC电路供给变频器的功率值。IC?12脚是有1?0V门限电平之比较器的负极性输入端，当过载时关闭IC。该脚可用于限制供给灯管的功率，或者采用一些其它的检测方法，在灯管寿命终止（EOL）时闭锁芯片。

4有关性能数据

当工作在概述的测试条件下时，典型的ML4835EVAL电路板性能列于表1。

表1ML4835EVAL电路板测试结果灯管发光强度 5％ 10％ 100％单位输入功率 15 22 79 W 灯管电流 16 32 320 mA 总谐波失真 12 13 2 ％功率因数 0.992 0.991 0.998 　 5典型的测量波形

图6、图7、图8给出了在EVAL电路上各点测量的典型示波器波形。测试条件和示波器的设置在每幅照片下给出。波形测量是用电路板向两只32WPL?T灯管提供功率时进行的。

图6给出了功率因数校正器的升压电压波形。变频器的直流母线由交流电网整流后供给。注意120Hz（两倍电网频率）的纹波电压迭加在380VDC之上。这是交流电网电压经功率因数校正之后的结果。

图7给出了变频器的输出电压和电流波形。经升压的直流母线电压经Q2和Q3斩波，在灯管网络输入