双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究_技术

双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究

提出并深入研究了高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族及其双极性移相控制策略。借助周波变换器换流重叠和输出滤波电感电流极性选择，该双极性移相控制策略实现了变压器漏感能量和滤波电感电流的自然换流，解决了这类逆变器固有的电压过冲和换流重叠期间周波变换器的环流现象，实现了逆变桥功率器件的零电压开关和周波变换器功率器件的零电流开关。仿真与原理试验结果均证实了这种双极性移相控制策略的可行性和理论分析的正确性。

关键词：高频脉冲交流环节；双极性移相控制；零电压零电流开关；周波变换器；换流重叠

　0 引言

传统的逆变技术虽然成熟可靠、应用广泛，但存在体积大且笨重、音频噪音大、系统动态特性差等缺点[1]。用高频变压器替代传统逆变器中的工频变压器，克服了传统逆变器的缺点，显著提高了逆变器的特性。高频脉冲交流环节逆变器[1][2]具有双向功率流、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）、变换效率和可靠性高等特点，但存在周波变换器器件换流时的电压过冲现象等缺点，通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量，从而降低了变换效率或增添了电路的复杂性。

因此，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，如何解决高频脉冲交流环节逆变器固有的电压过冲现象和实现周波变换器的软换流，是这类逆变器的研究重点。

1 高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族

高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族，如图1所示。这类电路由高频逆变器、高频变压器、周波变换器构成，具有电路拓扑简洁、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)、双向功率流、变换效率高等优点。

图1（a）及图1（b）所示推挽式电路适用于低压输入变换场合，图1（c）～图1（f）所示桥式电路适用于高压输入变换场合；图1（a），图1（c）及图1（e）所示全波式电路适用于低压大电流输出场合，而图1（b），图1（d）及图1（f）所示桥式电路适用于高压小电流输出场合。

（a）推挽全波式

（b）推挽桥式

（c）半桥全波式

（d）半桥桥式

（e）全桥全波式

（f）全桥桥式

图1 高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族

2 双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器稳态分析

2.1 双极性移相控制原理

以全桥全波式电路拓扑为例，其双极性移相控制原理，如图2所示。输出电压uo与正弦基准电压uref比较，经PI调节器得到误差放大信号ue，ue分别与极性相反的两个载波信号uc1及uc2比较后，经上升沿二分频，再按输出滤波电流极性选择导通，得到开关S5及S6的驱动信号。开关S7及S8的驱动信号分别与S5及S6的信号反相互补，并且有换流重叠时间（图2中未画出）。将载波信号uc1二分频后得到开关S1和S4的驱动信号，反相后得到开关S2和S3的驱动信号。

（a）电路拓扑

（b）双极性移相控制原理

图2 高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑及其双极性移相控制原理

让周波变换器的功率开关S5与S7（S6与S8）之间存在换流重叠导通时间、功率开关S5与S6（S7与S8）按滤波电感电流iLf极性选择导通，从而使得该控制方案具有如下优点：

1）周波变换器换流重叠期间实现了变压器漏感能量的自然换流，实现了功率器件的零电流开关，解决了固有的电压过冲现象；

2）实现了滤波电感电流的自然续流；

3）滤波电感电流极性选择信号的引入避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象；

4）每个开关周期内两次交流侧的能量回馈实现了逆变桥所有功率器件的零电压开通。

功率开关S5、S6与S1、S4（S7、S8与S2、S3）之间的驱动信号均有相位差θ（0≤θ≤180°），在一个开关周期的共同导通时间DTs/2可表示为

DTs/2=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1）

式中：Ts为开关周期。

由于移相角θ和共同导通时间DTs/2均按正弦规律变化，且输出滤波器前端电压uDC为双极性SPWM波，因此这种控制方式称为双极性移相控制。调节移相角θ可以实现输入电压或负载变化时输出电压的稳定。

2.2 稳态分析

设变压器原、副边漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一个开关周期内逆变器有12种工作模式，如图3所示。

（a）一个开关周期内的稳态原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

图3 一个开关周期内的稳态原理波形

1）t=t1～t2：t1时刻，功率开关S1及S4实现了ZVS开通，输出滤波电感电流iLf经功率开关S7及S8续流，交流侧能量经D1及D4回馈到直流电源，如图3（b）所示。

2）t=t2～t3：t2时刻S5实现了ZCS开通，在此换流重叠期间，iLf由S7、S8和S5、S6两路流通，i2快速增长，i3快速下降；i1快速由负转换为正，如图3（c）所示。设变压器原边绕组感应电动势为e，则有

e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）

uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

i2＋i3=iLf（5）

i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

设磁化电感LM和输出滤波电感Lf均远大于漏感，磁化电流iM忽略不计，在换流重叠期间内iLf变化率很小，则可得

－uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

e==Llk=－Llk（9）

由式（9）可知，i2及i3的变化率为N1Ui/（3N2Llk），i1的变化率为2Ui/(3Llk)，D、C两点电位相等。当i2上升到iLf值时，i3下降到零。由于开关S8的阻断，i3下降到零后不能负向增长，式（9）不再成立，开关S7与S5之间实现了ZCS软换流。由式（9）可知，换流重叠时间tco为

tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm为额定负载时滤波电感电流的峰值。

3）t=t3～t4：t3时刻，开关S5及S7之间软换流结束。iLf经S5及S6流通，i1经S1及S4流通，能量从直流侧传递到交流侧，如图3（d）所示。

4）t=t4～t5：t4时刻，开关S7零电流关断，如图3（d）所示。

5）t=t5～t6：t5时刻，开关S1及S4 ZVS关断，C1及C4充电，C2及C3放电。开关S2及S3的漏源电压uDS2、uDS3下降，如图3（e）所示。

6）t=t6～t7：t6时刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1经D2及D3续流，变压器原边漏感能量和交流侧能量均回馈到直流电源，如图3（f）所示。t7时刻，S2及S3零电压开通。

t7时刻以后的半个开关周期工作过程与前半及其开关状态等值电路个开关周期相似。

3 仿真与原理试验

设计实例：全桥全波式电路拓扑，双极性移相控制策略，额定容量S=1kVA，输入电压（直流）Ui=270（1±10％）V，输出电压（交流）Uo=115V，输出电压频率fo=400Hz，负载功率因数－0.75～0.75，开关频率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，滤波电感Lf=1mH，滤波电容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真结果与讨论

不同输入电压、不同负载时的稳态仿真波形，如图4所示。图4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分别为功率开关S1、S2、S5、S7的驱动信号。滤波器前端电压uDC为三电平双极性SPWM波；功率开关S1～S4实现了ZVS，功率开关S5～S8实现了ZCS；逆变器具有良好的负载适应能力和稳压性能。仿真结果与理论分析一致。

（a）额定输入电压、额定电阻性负载

（b）额定输入电压、空载

（c）90％额定输入电压、额定感性负载

（d）110％额定输入电压、额定容性负载

（e）ZVZCS开关波形

图4 1kVA双极性移相控制逆变器仿真波形

3．2 试验结果与讨论

1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器由功率电路、控制电路、机内辅助电源3大部分构成。控制电路主要由基准正弦波电路、误差放大电路、电感电流极性判断电路、控制信号产生电路（2片UC3879移相控制芯片）和驱动电路等组成。开关S1～S4选用IRFP460 MOSFET（20A/500V），开关S5～S8选用HGTG10N120BND IGBT（35A/1200V），驱动电路选用A3120芯片。

原理试验波形如图5所示。在输出滤波电感电流过零点附近，输出电压波形存在畸变，这是由周波变换器引入了电流极性选择信号所导致。试验结果证实了这类逆变器的可行性。