电荷泵电路的设计背景和基本原理

0 引言

高边功率开关是功率集成电路的典型电路之一。它 是将驱动电路、控制电路与保护电路能够集成于一个芯 片中，在一定程度上实现智能化的控制功能，将会大大 降低芯片的设计难度并且提高其性能。而电荷泵电路则 是其中必不可少的重要驱动电路。随着人们对便携式电 子设备的消费需求越来越高，电子产品的高性能、低功 耗、轻型化等需要使得电源开关相关的芯片性能要求愈 加提升，而对电荷泵电路的性能要求也随之越来越高。

智能功率开关将控制电路，保护电路，驱动电路以 及一些外围接口与功率开关做成一体化的集成芯片。其 中驱动电路就是本文所提及的电荷泵电路。智能功率开 关分为高边功率开关和低边功率开关，高边与低边的区 别在用作开关作用的MOS 管接在电源端还是地端。根 据不同的应用环境会选择不同的功率开关。

高边功率开关如图1 所示，高压功率管NMOS 起主 要的开关作用，通过电荷泵驱动电路对功率MOS 管的 栅极进行充放电来控制其开启与关断。

电荷泵是一种电荷转移的方式进行工作的电路，在本文所研究的这款芯片中，电荷通过对功率管的栅电 容进行周期性的充电，将栅电压逐渐提高到功率管的开 启电压以上，从而保证芯片能够开启。由于电荷泵会对 栅极进行持续的充电，因此栅极电压会充到电源电压以 上，需要一个钳位电路来限制栅极的最高电压，即电荷 泵电路的输出电压。

1 电荷泵电路的设计背景和基本原理

1.1 电荷泵电路的设计背景

本文设计的电荷泵电路是应用于一款电源电压工作 范围为4.7~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文中取 40 V为例进行设计，为了使得功率开关管在供电电源为 40 V时依旧可以正常工作，则电荷泵电路需要将驱动电 压抬升至40 V以上。

1.2 电荷泵电路基本原理

电荷泵的基本原理电路如图2所示，该电路的核心 是两个电容、一个反相器和四个开关组成。开关的关 断与开启由电荷泵前级电路输入的周期变化的方波信 号与反相器控制，且开关状态总是成对出现。控制信 号在第一个高电平时，S1开关和S2开关闭合、S3开关 和S4开关则会因为反相器而断开，此 时，图2中左边的回路就会导通，输 入电压U1开始对电容C1进行充电，靠 近S1端为正电压；在控制信号为低电 平时，开关状态相反，即S1开关和S2 开关断开、S3开关和S4开关闭合，此 时图2中的左侧回路关闭而右侧回路开 启，电容C1向C2放电，电荷就会存储 在电容C2的内部，其两端的电压差值 将会达到U1，且靠近开关S3端是正电位，而由于电容C2上极板接地，则输出电压U0的电压 为-U1。由此可以得到与输入电压极性相反的输出电 压。之后下一个周期的方波信号来临，高电平时，S1开 关和S2开关再次闭合、S3开关和S4开关再次断开，输入 电压U1又一次向电容C1进行充电，之后方波低电平， 和之前一样，S1开关和S2开关断开、S3开关和S4开关 闭合，在原本C2中就存储电荷的情况下，C1继续向C2 放电，C2极板的电压就会升高。以此类推，如果控制信 号以高频率方波输入，则通过C1和C2的电压转换可以 在输出端得到持续输出的负电压。

虽然电荷泵能够实现电压变换，但从原理上可以理 解其输出电压始终处于动态的变化之中，且电容的充放 电过程中会有输出电流，电压转换过程中会出现能量损 耗。因此设计一个所需的电荷泵电路的终点就在于克服 这些因素。

2 电荷泵电路的设计

经过对原理的分析以及相关知识的理解，经过多 次尝试后，最终得到的图3即为所设计的电荷泵实际电 路图。

在图3所示的电路中，VDD为输入电源电压，Vn和Vp 是由电荷泵前级振荡器电路产生的固定频率方波电压， 二者频率相同但相位相差180°， Vlogic为控制电压，该电 压为高时电荷泵工作，为低时电荷泵关断，GND为地电 位；图中右侧输出一侧中，Q9即为电荷泵电路驱动的 功率MOS开关管，Vgate为电荷泵输出电压，负责连接被 驱动功率管的栅极，OUT端为功率管的源极输出电位。

图3中，Q1、Q2、Q3组成电流镜电路，当Vlogic为 高电平时，Q1所在的支路导通，为Q2、Q3提供合理的 栅极电压，当Vp为高电平时，Vn为低电平，则NMOS 管Q5导通、Q6关断，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5组 成的充电回路导通，对C1和C2电容进行充电，若忽略 Q3、D1、Q5上的压降，则VDD和GND之间分担电压的 只有C1和C2两个电容，若二者容值相等，则C1右极板 处的电压在充电后会被抬升至0.5 VDD；接下来Vp变为 低电平时，Vn变为高电平，则NMOS管Q6导通、Q5关 断，充电回路关断，同时忽略Q2电压，则C1左极板电 压被瞬间抬升至VDD，因为电容电压不能突变，则C1右 极板处的电压也会被抬升至1.5倍的VDD，实现了电压抬 升的效果。之后Vn、Vp反复导通、关断，逐级抬升C1 右极板处电压。但是因为输出的Vgate端支路上接着由二 极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反偏二 极管链，使得输出处的Vgate电压最高只能比VDD高出固 定数值的电压，进一步抬升时这些反偏二极管就会导 通，使得Vgate处电压不会过高，以确保主功率管的栅极 不会被过高的电压击穿， 同时使得主功率管在正常 工作时处于线性区。因为 存在这样的一个保护电 路，在逐级抬升至比VDD 高出一定数值的电压后， Vgate会稳定在一个电压值 对功率MOS管Q9进行驱 动，对于本文以40 V为例 的情况，所涉及的电压值 约为42.5 V。当该电荷泵 电路应用于不同的电路情 况时，所需的最终输出的 稳定电压值也不尽相同， 而这个最终稳定的输出电压和电源电压之间的差值，可 以通过调整二极管链中每个管子的参数或管子的数量而 得到。

当Vlogic电压为低时，则Q1所在支路关断，同时经过 反相器后连接到NMOS管Q7栅极的电压为高，使得其导通，将Vgate处电压迅速拉低。

3 仿真结果与分析

此电荷泵电路被应用于一款电源电压工作范围为 4.7 ~52 V 的高边功率开关电源芯片，基于0.35 μm的 BCD工艺。本文以40 V电源电压，前级输入的方波频率 0.5 MHz为例，经过Hspice软件进行仿真，得到的仿真 结果如图4所示。

通过图4的整体仿真波形可以看出，当电荷泵的开 启电压Vlogic为高，电路开始工作后，输出电压Vgate迅速 抬升，在48 μs的时候将电压抬升至高于电源电压40 V 的42.56 V，并且之后基本稳定在这个数值不会更高， 而当开启电压Vlogic关断时，输出电压迅速拉低，整个电 路进入关断状态，直到Vlogic重新拉高，才开始再一次工作。

以上是3 ms的整体仿真波型，而图5则是60 μs内的 仿真波形，经过放大可以看出电荷泵输出电压的逐级抬升过程。

可以看出，当输入的开启电压Vlogic高于开启阈值 后，电荷泵电路开始工作，根据之前的原理图可以看 出，随着两个相位相反的方波逐渐输入，电容不断地 充放电，电路输出端Vgate开始一次次阶梯状升压，在M0 点，即31.08 μs后输出端的电压Vgate达到电源电压40 V，之后继续抬升，最终从启动经过了48.20 μs之后，输出 电压达到了42.69 V并趋于稳定，之后略有抬升但幅度 很小，最终稳定的电压为42.78 V且不会过高，这是由 于二极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反 偏二极管链起到了过压保护的功能。根据以上仿真波形 可以看出，从启动到电压基本稳定共需48~50 μs。

同时在调试仿真的过程中观察到，电荷泵抬升所需 要的时间和输入方波的频率具有一定相关性，经过多次 仿真测试，在电路其他参数保持不变的情况下，得到前 级输入的方波频率和输出电压抬升时间之间的关系如表 1所示。可以根据实际工艺水平、工作环境等需求，计 算出前级震荡器所能输出的最终频率，根据此表可以得 出对应的输出电压抬升时间。

4 结论

本文讨论了电荷泵技术的原理，并根据该原理设计 出了一种能够快速抬升输出电压至电源电压以上一定值 的电荷泵电路结构。该电路可以很好得工作于一款基于 0.35 μm、BCD工艺的电源电压工作范围为4.7 V~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文设计完成后，经过 Hspice软件进行了相关仿真，印证了该电路设计的正确性。同时由于工艺温度 等条件的不同，实际输入 方波能达到的稳定频率 并不一定，因此本文还总 结了不同输入方波频率 与输出电压抬升时间之间 的关系。该电路同样可以 适用于其他功率开关驱动 电路。

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