前缀 生产厂家
AB乐德HFO公司
AD美国模拟器件公司
ADC 美国半导体公司
AM选进微型器件公司
AN日本松下电子工业株式公司
AY美国通用仪器公司
19A 上海无线电十九厂
BA日本东洋电具制作所
BG北京东光电工厂
BGD 北京市半导体器件研究所
BH北京半导体器件三厂
BJ北京电子管厂
BL北京半导体六厂
BW北京半导体器件五厂
CA美国无线电公司
CD无锡江南无线电厂
美国国家半导体公司
CF常州半导体厂
CH上海无线电十四厂
CL苏州半导体总厂
COP 美国无线电公司
cs美国齐端半导体器件公司
CX、CXA 日本索尼公司
D无锡江南无线电器材厂
甘肃泰安七四九厂
风光电工厂
天光集成电器厂
DCA 美国半导体公司
DG北京东光电工厂
DL大连仪表元件厂
DN日本松下电子工业株式公司
EA 日本电气(USA)公司电子陈列部
E、ER甘肃泰安天光电工厂
F甘肃泰安永红器材厂
美国仙童公司
FC上海八三三一厂
FD苏州半导体总厂
FG北京电子管厂
湖北襄樊仪表元件厂
FL贵州都匀风光电子厂
FS贵州都匀四四三三厂
上海无线电七厂
宜昌半导体厂
FY上海八三三一厂
G国际微电路公司
5G上海元件五厂
GD上海电器电子元件厂
HA日本日立株式会社
HD日本日立公司
HF杭州无线电元件二厂
HG华光电子电器厂
HM日本日立株式会社
HMI 哈里斯半导体公司
HN日本日立株式会社
ICL 美国英特锡尔公司
IX日本夏普股份公司
HXT日本日立株式会社
8JM 北京电子管厂
KC日本索尼股份公司
KD北京半导体器件五厂
L/LA/LB/LC/LE 日本三洋电机股份公司
LC/LG 美国通用仪器公司
LD陕西骊山微电子公司
LDD 上海半导体六厂
LF美国国家半导体公司
LH美国NSC
上海无线电十九厂
LJ陕西骊山微电子公司
LM/LP 美国国家半导体公司
M日本三菱电机株式会社
MA加拿大米特尔半导体公司
MB日本富士通有限公司
MC/MCM 美国奠托洛拉半导体公司
MD/MH 加拿大米特尔半导体公司
MK美国莫斯特卡公司
ML加拿大米特尔半导体公司
MLM 美国莫托洛拉半导体公司
MMS 美国奠托洛拉公司
MN日本松下电器公司
MP美国微功率系统公司
MSM日本冲电气公司
MT密特尔半导体公司
删S美国无线电公司
N美国西格尼蒂克公司
南京半导体器件总厂
NE荷兰飞利浦公司
英国麦拉迪公司
NJM/NLM 日本新日元
NT江苏南通晶体管厂
QS长春微电子工厂
RCA美国无线电公司
RSN美国德克萨斯仪器公司
S美国微系统公司
SAB/SAS 德国西门子公司
SB上海无线电十九厂
SBP美国德克萨斯仪器公司
SC上海无线电七厂
SD北京半导体器件二厂
SDA德国西门子公司
欧洲电子联盟
SF上海无线电七厂
SG长沙韶光电工厂
通用硅公司
SH美国仙童公司
SL上海半导体器件十六厂
普莱赛公司
SMC/SN/SNA/SNC/SNH/SNM 美国德克萨斯仪器公司
SP 英国普利斯半导体有限公司
STK 日本三洋电机株式会社
STS 上海无线电七厂、十九厂
SO 西德西门子公司
6S 北京电子管厂
TA 日本东芝电气株式会社
无锡七四二厂
TAA 欧洲联合共同体
（西门子/西格尼蒂克/史普拉格／德律风根／仙童／奠托洛拉等）
TB 天津半导体器件一厂
TBA 风光电工厂
欧洲共同体
贵州四四三三厂
法国汤姆逊公司
日本日立株式会社
TC 日本东芝浦电气股份公司
TCA 西德德德风根公司
TD/TM 日本东芝浦电气株式会社
TDA 荷兰飞利浦公司
英国麦拉迪公司
欧洲电子联盟
意大利亚帝斯电子元件公司
日本日立株式会社
日本电气公司
TMS/TL 美国德萨克斯仪器公司
TFK/U 西德德律风根公司
TPA 西德西门子公司
μA 美国仙童公司
μAA 西德西门子公司
μDA 欧洲电子联盟
μLS/μLX 美国史普拉格公司
μPA/μPC/μPD 日本电气公司
μPC 美国电子公司
UAA 西德西门子公司
UM 通用半导体公司
UL/ULA/ULN美国史普拉格公司
ULN 锦州七七七厂
X 电子工业部二十四研究所
南昌无线电二厂
7XF 陕西商县卫光电工厂
XFC 延河无线电厂
甘肃泰安永红电工厂
XG四川新光电工厂
湖南长沙绍光电工厂
XGF 八七九厂
XR 美国埃克亚集成系统公司
XW 无锡半导体总厂
YA 责州凯里永光电工厂
ZF 甘肃泰安永红电工厂
Droop法均流开关电源变换技术(图)作者：航天科技集团五院五一○所 刘克承 王卫国 郭祖佑 日期：2006-1-1
对Droop法均流变换技术做了理论分析，建立了并联供电的热备份开关变换器的电路模型，进行了电路分析并给出了验证结果
引言
航天用电源系统的发展方向之一是用分布式电源系统代替集中式电源系统，其好处是使供配电系统设计简化，提高系统的整体可靠性。在分布式供配电系统中应用的DC/DC变换器为了进一步提高自身可靠性，一般采用并联备份方式，形成可靠性并联系统。
国内目前星上应用的DC/DC变换器常用的并联备份方式为冷备份方式(主份承担全部输出功率，主份出现故障，需遥控指令进行主备份切换)、温备份方式(主份承担全部输出功率，主份出现故障，备份自动输出工作)。
国外有资料表明，电子元器件在工作温度超过50℃时的寿命是常温25℃时的1/6，或者说电子元器件的失效率随温度升高大大增加。为了更进一步提高 DC/DC变换器工作寿命和可靠性，主要影响DC/DC变换器寿命的功率器件要合理设计使用工作应力，在并联供电系统中实现热备份方式(主备份同时工作， 各承担部分输出功率)。
本文主要通过对Droop法DC/DC变换器并联均流技术的研究，设计了一种基于反激式电路拓扑的两个DC/DC变换器并联输出的均流变换器。
单端反激电路的电路拓扑及工作原理
• 电路拓扑
图1 反激式变换器
反激式变换器是在基本Buck－Boost变换器中插入变压器形成的，线路组成见图1所示。变压器原边绕组其实是充当一个储能电感的作用，后文将叙述到初级电感量的设计将影响到反激式变换器的工作模式。
电路工作的第一阶段是能量存储阶段，此时开关管Tr导通，原边绕组电流Ip的线性变化遵循式(1)。
(1)
电路工作的第二阶段是能量传送阶段，此时开关管Tr关断，原边电流为零，副边整流二极管D导通，出现感生电流。并且按照功率恒定原则，副边绕组安匝值与原边安匝值相等。副边绕组电流Is遵循式(2)。
(2)
其中为副边绕组电压，为变压器副边的等效电感。
• 电路工作模式
(1)工作模式改变的条件
如图1所示的变换器，设开关管导通占空比为D1，二极管导通占空比为D2，工作周期为Ts，按稳态电感电流增量相等原则有：
(3)
连续模式时，D1期间(开关管导通，二极管截止)存储在L上的能量在D2期间(开关管截止，二极管导通)没有完全放完，故有：
(4)
不连续模式时，D1期间(开关管导通，二极管截止)存储在L上的能量在小于D2期间(开关管截止，二极管导通)已完全放完，故有：
(5)
从而可以推导临界连续的条件是：
D1+D2=1且每周期开始时的IP=0
故有：
(6)
其中，Lc为临界连续的电感值。
代入式(3)有：
(7)
利用状态空间平均法可以建立CCM模式下的反激变换器的小信号模型，如图2所示。
图2 CCM模式下的反激变换器的小信号模型
从中可以导出开环输出阻抗为：
(8)
其中
由式(8)可以看出，对设计好的Buck-Boost变换器，其输出阻抗仅为开关管导通比的函数。通过PWM控制开关管的导通占空比D，就可以控制变换器的开环输出阻抗。
Droop法均流原理
分布式电源系统并联使用的好处是可以实现电源模块化和标准化系统设计，可以实现冗余设计，提高系统的可靠性。但同时要求并联的电源之间采取均流(Current-sharing)措施，以保证并联电源模块之间的电流应力和热应力均匀分配。
Droop法又叫改变输出内阻法、斜率控制法、电压下垂法、外特性下垂法、输出特性斜率控制法，线路简单，易于实现；均流精度不高，适用于电压调整率要求不高的并联系统。
图3 开关电源电路模型
图4 开关电源的输出曲线
如图3所示的单个开关电源，它的输出特性曲线如图4所示，其输出电压Vo与负载电流Io的关系为：
(9)
图5 两台开关电源并联的电路模型
当两台开关电源按图5并联时，每个开关电源的负载电流为：
(10)
(11)
其中
图6 并联后开关电源的外特性斜率
从图6显见，外特性斜率小(即输出阻抗小)的电源，分配电流的增长量比外特性斜率大的电源增长量大。
Droop法实现均流的主要手段就是利用电流反馈调节每个变换器的外特性斜率，使并联变换器的输出阻抗接近一致，从而达到输出均流。
由前文所述，反激电路的输出阻抗为开关管导通占空比的函数，因此用反激电路实现Droop法均流的途径，应该通过电流检测信号控制开关管导通占空比来实现，或者说电流检测信号要参与PWM控制。
本文用Droop法设计了两个12V输出的并联DC/DC变换器，结构如图7所示，技术指标要求如下。
图7 Droop法均流DC-DC设计原理框图
输入电压：17V～32VDC；
输出电压：12VDC；
输出最大功率：30W；
工作频率：200kHz。
电压调整率：小于±3%；
负载调整率：小于±3%；
效率：大于70%；
纹波：于70mV。
设计结果
● 负载调整率
本文研究的反激式变换器的输出方式是离线式设计，而且电压采样信号没有从输出端直接采样，而是采用了磁隔离采样技术。这种设计可以不借助启动隔离电 路和隔离驱动电路而实现离线式输出，线路简单，但带来的缺点是负载调整率做不到很高。理论上很难把负载调整率做到±5%，有关文献介绍这种 设计(输出12V，电流从0.1～0.3A变化)可以实现的负载调整率±3%，本设计经过一些有效的措施，使得负载调整率在负载电流从 0.1～1.3A变化时达到±3%。
1. 变压器耦合
由于电压采样信号是通过变压器电压采样信号绕组耦合输出电压变化信号得到的，故信号耦合的好坏直接影响到输出电压负载调整率的好坏。经过反复试验，得到两点实践经验：
1. 变压器的绕制采用“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小，见图8所示。
图8 变压器的绕制方法
2. 输出绕组和电压采样绕组并绕以实现最佳耦合效果。
2. 工作模式
经过试验发现，电路工作模式的不同对负载调整率影响也很大。当电路设计原边电感较大，工作于连续模式(CCM)时，使得负载变化引起的电流信号(峰值电感电流)波形斜率比较平(变化率小)，影响输出电压负载调整率；而电路工作于不连续模式(DCM)时，又影响效率。
所以经过反复试验，电路设计原边电感适中(变压器初级匝数调整为6匝)，电路工作于临界连续模式，结果对输出电压负载调整率有一定改善。
3. 电压采样信号
试验中还发现，减小电压取样绕组的输出阻抗等效于对电压采样信号有一定的放大效果，可以一定程度地改善输出电压负载调整率，如图9所示。
图9 减小电压取样绕组的输出阻抗可改善输出电压负载调整率
结论
根据本文的有关研究和讨论，以及结合设计中遇到的实际问题的解决，所设计的单端反激热备份均流开关电源性能比较好，各项输出参数见表1。
表1
两个并联DC-DC变换器的均流结果见图10。
图10 两个并联DC-DC变换器的均流结果
从结果来看,由于DC/DC1的输出阻抗小于DC/DC2的输出阻抗，稳态调整的结果DC/DC1的输出电流始终大于DC/DC2 的输出电流，输出电流的不平衡度为12.78%左右。
可以通过串联电阻调节DC/DC1的输出阻抗,能进一步降低不平衡度，但这样一来输出效率下降，二来导致输出负载调整率增大。
从设计结果看，基本实现了热备份DC/DC输出，整体效率和各项指标比较好地达到了设计要求。
参考文献
1. 张占松,蔡宣三著.开关电源的原理与设计. 电子工业出版社.2004.9
2. 周志敏,周纪海著.开关电源实用技术设计与应用. 人民邮电出版社. 2003.8
3. Marty Brown著, 徐德鸿,沈旭,杨成林,周邓燕译. 开关电源设计指南. 机械工业出版社.2005.1
4. 北京半导体器件五厂. 最新开关集成稳压器数据应用手册
5. 刘树棠译.信号与系统(第二版).西安交通大学出版社. 1999.11
6. Gene F.Franklin [美]J.David Powell,Abbas Emami-Naeini著. 动态系统的反馈控制. 朱齐丹,张丽珂,原新等译. 电子工业出版社.2004.5
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