PWM波如何产生并控制

控制方法

采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率 PWM控制的基本原理很早就已经提出,但是受电力电子器件发展水平的制约,在上世纪80年代以前一直未能实现直到进入上世纪80年代,随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展,PWM控制技术才真正得到应用随着电力电子技术,微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法,如现代控制理论,非线性系统控制思想的应用,PWM控制技术获得了空前的发展到目前为止,已出现了多种PWM控制技术,根据PWM控制技术的特点,到目前为止主要有以下8类方法

等脉宽PWM法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)装置在早期是采用PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制技术来实现的,其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的,是PWM法中最为简单的一种它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波,通过改变脉冲列的周期可以调频,改变脉冲的宽度或占空比可以调压,采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化相对于PAM法,该方法的优点是简化了电路结构,提高了输入端的功率因数,但同时也存在输出电压中除基波外,还包含较大的谐波分量

随机PWM

在上世纪70年代开始至上世纪80年代初,由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管,载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注为求得改善,随机PWM方法应运而生其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性频率坐标系中,各频率能量分布是均匀的),尽管噪音的总分贝数未变,但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱正因为如此,即使在IGBT已被广泛应用的今天,对于载波频率必须限制在较低频率的场合,随机PWM仍然有其特殊的价值;另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率,随机PWM技术正是提供了一个分析,解决这种问题的全新思路

SPWM法

SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的,目前使用较广泛的PWM法前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值该方法的实现有以下几种方案

等面积法

该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释,用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波,然后计算各脉冲的宽度和间隔,并把这些数据存于微机中,通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断,以达到预期的目的由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点,可以准确地计算出各开关器件的通断时刻,其所得的的波形很接近正弦波,但其存在计算繁琐,数据占用内存大,不能实时控制的缺点

硬件调制法

硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的,其原理就是把所希望的波形作为调制信号,把接受调制的信号作为载波,通过对载波的调制得到所期望的PWM波形通常采用等腰三角波作为载波,当调制信号波为正弦波时,所得到的就是SPWM波形其实现方法简单,可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路,用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制,就可以生成SPWM波但是,这种模拟电路结构复杂,难以实现精确的控制

软件生成法

由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易,因此,软件生成法也就应运而生软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法,其有两种基本算法,即自然采样法和规则采样法

自然采样法

以正弦波为调制波,等腰三角波为载波进行比较,在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断,这就是自然采样法其优点是所得SPWM波形最接近正弦波,但由于三角波与正弦波交点有任意性,脉冲中心在一个周期内不等距,从而脉宽表达式是一个超越方程,计算繁琐,难以实时控制

规则采样法

规则采样法是一种应用较广的工程实用方法,一般采用三角波作为载波其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波,再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断,从而实现SPWM法当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的,这种方法称为对称规则采样当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称,这种方法称为非对称规则采样 规则采样法是对自然采样法的改进,其主要优点就是是计算简单,便于在线实时运算,其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦其缺点是直流电压利用率较低,线性控制范围较小 以上两种方法均只适用于同步调制方式中

低次谐波消去法

低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开,表示为u(ωt)=ansinnωt,首先确定基波分量a1的值,再令两个不同的an=0,就可以建立三个方程,联立求解得a1,a2及a3,这样就可以消去两个频率的谐波 该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波,但是,剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大,而且同样存在计算复杂的缺点该方法同样只适用于同步调制方式中

梯形波与三角波比较法

前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的,从而忽视了直流电压的利用率,如SPWM法,其直流电压利用率仅为866%因此,为了提高直流电压利用率,提出了一种新的方法--梯形波与三角波比较法该方法是采用梯形波作为调制信号,三角波为载波,且使两波幅值相等,以两波的交点时刻控制开关器件的通断实现PWM控制 由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时,其所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值,从而可以有效地提高直流电压利用率但由于梯形波本身含有低次谐波,所以输出波形中含有5次,7次等低次谐波

线电压控制PWM

前面所介绍的各种PWM控制方法用于三相逆变电路时,都是对三相输出相电压分别进行控制的,使其输出接近正弦波,但是,对于像三相异步电动机这样的三相无中线对称负载,逆变器输出不必追求相电压接近正弦,而可着眼于使线电压趋于正弦因此,提出了线电压控制PWM,主要有以下两种方法

马鞍形波与三角波比较法

马鞍形波与三角波比较法也就是谐波注入PWM方式(HIPWM),其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波,调制信号便呈现出马鞍形,而且幅值明显降低,于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下,可以使基波幅值超过三角波幅值,提高了直流电压利用率在三相无中线系统中,由于三次谐波电流无通路,所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波[4] 除了可以注入三次谐波以外,还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形,这些信号都不会影响线 电压这是因为,经过PWM调制后逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍频于正弦波信号的谐波,但在合成线电压时,各相电压中的这些谐波将互相抵消,从而使线电压仍为正弦波

单元脉宽调制法

因为,三相对称线电压有Uuv+Uvw+Uwu=0的关系,所以,某一线电压任何时刻都等于另外两个线电压负值之和现在把一个周期等分为6个区间,每区间60°,对于某一线电压例如Uuv,半个周期两边60°区间用Uuv本身表示,中间60°区间用-(Uvw+Uwu)表示,当将Uvw和Uwu作同样处理时,就可以得到三相线电压波形只有半周内两边60°区间的两种波形形状,并且有正有负把这样的电压波形作为脉宽调制的参考信号,载波仍用三角波,并把各区间的曲线用直线近似(实践表明,这样做引起的误差不大,完全可行),就可以得到线电压的脉冲波形,该波形是完全对称,且规律性很强,负半周是正半周相应脉冲列的反相,因此,只要半个周期两边60°区间的脉冲列一经确定,线电压的调制脉冲波形就唯一地确定了这个脉冲并不是开关器件的驱动脉冲信号,但由于已知三相线电压的脉冲工作模式,就可以确定开关器件的驱动脉冲信号了 该方法不仅能抑制较多的低次谐波,还可减小开关损耗和加宽线性控制区,同时还能带来用微机控制的方便,但该方法只适用于异步电动机,应用范围较小

电流控制PWM

电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号,把实际的电流波形作为反馈信号,通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断,使实际输出随指令信号的改变而改变其实现方案主要有以下3种

滞环比较法

这是一种带反馈的PWM控制方式,即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比较器,得出相应桥臂开关器件的开关状态,使得实际电流跟踪给定电流的变化该方法的优点是电路简单,动态性能好,输出电压不含特定频率的谐波分量其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音,和其他方法相比,在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多

三角波比较法

该方法与SPWM法中的三角波比较方式不同,这里是把指令电流与实际输出电流进行比较,求出偏差电流,通过放大器放大后再和三角波进行比较,产生PWM波此时开关频率一定,因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点但是,这种方式电流响应不如滞环比较法快

预测电流控制法

预测电流控制是在每个调节周期开始时,根据实际电流误差,负载参数及其它负载变量,来预测电流误差矢量趋势,因此,下一个调节周期由PWM产生的电压矢量必将减小所预测的误差该方法的优点是,若给调节器除误差外更多的信息,则可获得比较快速,准确的响应目前,这类调节器的局限性是响应速度及过程模型系数参数的准确性

空间电压矢量控制PWM

空间电压矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM法它以三相波形整体生成效果为前提,以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的,用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通,由它们的比较结果决定逆变器的开关,形成PWM波形此法从电动机的角度出发,把逆变器和电机看作一个整体,以内切多边形逼近圆的方式进行控制,使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通) 具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量,若采样时间足够小,可合成任意电压矢量此法输出电压比正弦波调制时提高15%,谐波电流有效值之和接近最小磁通闭环式引 入磁通反馈,控制磁通的大小和变化的速度在比较估算磁通和给定磁通后,根据误差决定产生下一个电压矢量,形成PWM波形这种方法克服了磁通开环法的不足,解决了电机低速时,定子电阻影响大的问题,减小了电机的脉动和噪音但由于未引入转矩的调节,系统性能没有得到根本性的改善

矢量控制PWM

矢量控制也称磁场定向控制,其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia,Ib及Ic,通过三相/二相变换,等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1及Ib1,再通过按转子磁场定向旋转变换,等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1及It1(Im1相当于直流电动机的励磁电流;It1相当于与转矩成正比的电枢电流),然后模仿对直流电动机的控制方法,实现对交流电动机的控制其实质是将交流电动机等效为直流电动机,分别对速度,磁场两个分量进行独立控制通过控制转子磁链,然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量,经坐标变换,实现正交或解耦控制 但是,由于转子磁链难以准确观测,以及矢量变换的复杂性,使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果,这是矢量控制技术在实践上的不足此外它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制,在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器,这显然给许多应用场合带来不便

直接转矩控制PWM

1985年德国鲁尔大学Depenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(Direct Torque Control简称DTC)直接转矩控制与矢量控制不同,它不是通过控制电流,磁链等量来间接控制转矩,而是把转矩直接作为被控量来控制,它也不需要解耦电机模型,而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值,然后,经磁链和转矩的Band-Band控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制,从而在很大程度上解决了上述矢量控制的不足,能方便地实现无速度传感器化,有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度,并以新颖的控制思想,简洁明了的系统结构,优良的动静态性能得到了迅速发展 但直接转矩控制也存在缺点,如逆变器开关频率的提高有限制

非线性控制PWM

单周控制法[7]又称积分复位控制(Integration Reset Control,简称IRC),是一种新型非线性控制技术,其基本思想是控制开关占空比,在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例该技术同时具有调制和控制的双重性,通过复位开关,积分器,触发电路,比较器达到跟踪指令信号的目的单周控制器由控制器,比较器,积分器及时钟组成,其中控制器可以是RS触发器,其控制原理如图1所示图中K可以是任何物理开关,也可是其它可转化为开关变量形式的抽象信号 单周控制在控制电路中不需要误差综合,它能在一个周期内自动消除稳态,瞬态误差,使前一周期的误差不会带到下一周期虽然硬件电路较复杂,但其克服了传统的PWM控制方法的不足,适用于各种脉宽调制软开关逆变器,具有反应快,开关频率恒定,鲁棒性强等优点,此外,单周控制还能优化系统响应,减小畸变和抑制电源干扰,是一种很有前途的控制方法

谐振软开关PWM

传统的PWM逆变电路中,电力电子开关器件硬开关的工作方式,大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高,而高频化是电力电子主要发展趋势之一,它能使变换器体积减小,重量减轻,成本下降,性能提高,特别当开关频率在18kHz以上时,噪声将已超过人类听觉范围,使无噪声传动系统成为可能 谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上,附加一个谐振网络,谐振网络一般由谐振电感,谐振电容和功率开关组成开关转换时,谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程,谐振过程极短,基本不影响PWM技术的实现从而既保持了PWM技术的特点,又实现了软开关技术但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗,并使电路受固有问题的影响,从而限制了该方法的应用。

用定时器定时10ms,中断程序里将两个IO管脚状态取反即可。但两个管脚的原始状态是相反的。

大致 程序如下：

主程序里

TMOD=0X01；

TH0=

TL0=

EA=1;

ET0=1;

PWM1=0;//一个管脚置低

PWM2=1;//另一个管脚置高

TR0=1;

中断程序中：

TH0=

TL0=

PWM1=！PWM1；

PWM2=！PWM2；

1 PWM控制的基本原理

理论基础:

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同冲量指窄脉冲的面积效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同低频段非常接近,仅在高频段略有差异

图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

面积等效原理:

分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示从波形可以看出,在i(t)的上升段,i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同脉冲越窄,各i(t)响应波形的差异也越小如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性的用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段的特性将非常接近,仅在高频段有所不同

图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,看成N个相连的脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化

SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形

图6-3 用PWM波代替正弦半波

要改变等效输出正弦波幅值,按同一比例改变各脉冲宽度即可

等幅PWM波和不等幅PWM波:

由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路,64节的PWM整流电路输入电源是交流,得到不等幅PWM波,如41节讲述的斩控式交流调压电路,44节的矩阵式变频电路基于面积等效原理,本质是相同的

PWM电流波:

电流型逆变电路进行PWM控制,得到的就是PWM电流波

PWM波形可等效的各种波形:

直流斩波电路:等效直流波形

SPWM波:等效正弦波形,还可以等效成其他所需波形,如等效所需非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相同,也基于等效面积原理

2 PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体

PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型

(1)计算法和调制法

1,计算法

根据正弦波频率,幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形

缺点:繁琐,当输出正弦波的频率,幅值或相位变化时,结果都要变化

2,调制法

输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求

调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波

结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补

控制规律:

uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平

uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平

图6-4 单相桥式PWM逆变电路

单极性PWM控制方式(单相桥逆变):

在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断ur正半周,V1保持通,V2保持断,当ur>uc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur图6-5 单极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式(单相桥逆变):

在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负在ur一周期内,

输出PWM波只有±Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同,当ur >uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4通, uo=Ud,当ur单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制

图6-6 双极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式(三相桥逆变):见图6-7

三相PWM控制公用uc,三相的调制信号urU,urV和urW依次相差120°

U相的控制规律:

当urU>uc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN =Ud/2,当urUuVN 和uWN 的PWM波形只有±Ud/2两种电平,uUV波形可由uUN -uVN 得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=-Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0波形见图6-8

输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成,负载相电压PWM波由(±2/3)Ud,(±1/3)Ud和0共5种电平组成

图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形

防直通死区时间:

同一相上下两臂的驱动信号互补,为防止上下臂直通造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由器件关断时间决定死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波

特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWM—SHEPWM):

计算法中一种较有代表性的方法,图6-9输出电压半周期内,器件通,断各3次(不包括0和π),共6个开关时刻可控为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称

首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即:

(6-1)

图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形

其次,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称

(6-2)

四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为:

(6-3)

式中,an为

图6-9,能独立控制a1,a2和a3共3个时刻该波形的an为

(6-4)

式中n=1,3,5,…

确定a1的值,再令两个不同的an=0,就可建三个方程,求得a1,a2和a3

消去两种特定频率的谐波:

在三相对称电路的线电压中,相电压所含的3次谐波相互抵消,可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程:

(6-5)

给定a1,解方程可得a1,a2和a3a1变,a1,a2和a3也相应改变

一般,在输出电压半周期内器件通,断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一个控制基波幅值,可消去k-1个频率的特定谐波,k越大,开关时刻的计算越复杂

除计算法和调制法外,还有跟踪控制方法,在63节介绍

(2)异步调制和同步调制

载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比,N= fc / fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制和同步调制:

1,异步调制

异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式

通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称的不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大因此,在采用异步调制方式时,希望采用较高的载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比

2,同步调制

同步调制——N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步

基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定三相,公用一个三角波载波,且取N为3的整数倍,使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示

fr很低时,fc也很低,由调制带来的谐波不易滤除,fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受为了克服上述缺点,可以采用分段同步调制的方法

3,分段同步调制

把fr范围划分成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同在fr高的频段采用较低的N,使载波频率不致过高,在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低

图6-11,分段同步调制一例为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换的方法同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者的优点结合起来,和分段同步方式效果接近

图6-10 同步调制三相PWM波形

图6-11 分段同步调制方式举例

(3) 规则采样法

按SPWM基本原理,自然采样法中要求解复杂的超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多

规则采样法特点:

工程实用方法,效果接近自然采样法,计算量小得多

规则采样法原理:

图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中,脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重合规则采样法使两者重合,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线和三角波交于A,B点,在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断,脉冲宽度δ 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近

图6-12 规则采样法

规则采样法计算公式推导:

正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0≤a<1;ωr为信号波角频率从图6-12因此可得: (6-6)

三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (6-7)

三相桥逆变电路的情况:

通常三相的三角波载波公用,三相调制波相位依次差120 ,同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU,δV和δW,脉冲两边的间隙宽度分别为δ u,δ v和δ w,同一时刻三相正弦调制波电压之和为零,由式(6-6)得

(6-8)

由式(6-7)得: (6-9)

故由式(6-8)可得: (6-10)

故由式(6-9)可得: (6-11)

利用以上两式可简化三相SPWM波的计算

(4)PWM逆变电路的谐波分析

使用载波对正弦信号波调制,产生了和载波有关的谐波分量谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一

分析双极性SPWM波形:

同步调制可看成异步调制的特殊情况,只分析异步调制方式

分析方法:

不同信号波周期的PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基础,再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式,分析过程相当复杂,结论却简单而直观

1,单相的分析结果:

不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示其中所包含的谐波角频率为

式中,n=1,3,5,…时,k=0,2,4,…;n=2,4,6,…时,k=1,3,5,…

可以看出,PWM波中不含低次谐波,只含有角频率为ωc,及其附近的谐波,以及2ωc,3ωc等及其附近的谐波在上述谐波中,幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量

图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图

2,三相的分析结果:

三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示在输出线电压中,所包含的谐波角频率为

式中,n=1,3,5,…时,k=3(2m-1)±1,m=1,2,…;

6m +1,m =0,1,…;

n =2,4,6,…时,k = 6m -1,m =1,2,…

和单相比较,共同点是都不含低次谐波,一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了,谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr

图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图

SPWM波中谐波主要是角频率为ωc,2ωc及其附近的谐波,很容易滤除当调制信号波不是正弦波时,谐波由两部分组成:一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果,另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致

(5) 提高直流电压利用率和减少开关次数

直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比

提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力;减少器件的开关次数可以降低开关损耗;正弦波调制的三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压的基波幅值为Ud/2,输出线电压的基波幅值为,即直流电压利用率仅为0866这个值是比较低的,其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件的开通和关断都需要时间,如不采取其他措施,调制度不可能达到1采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0866还要低

1,梯形波调制方法的思路

采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大

梯形波调制方法的原理及波形,见图6-15梯形波的形状用三角化率s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高s =0时梯形波变为矩形波,s =1时梯形波变为三角波梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波,低次谐波(不包括由载波引起的谐波)产生的波形畸变率为δ

图6-16,δ 和U1m /Ud随s 变化的情况

图6-17,s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比

s = 04时,谐波含量也较少,δ 约为36%,直流电压利用率为103,综合效果较好

图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制

梯形波调制的缺点:输出波形中含5次,7次等低次谐波

实际使用时,可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号,使输出电压不含低次谐波;当正弦波调制不能满足输出电压的要求时,改用梯形波调制,以提高直流电压利用率

图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 图6-17 s 变化时的各次谐波含量

2,线电压控制方式(叠加3次谐波)

对两个线电压进行控制,适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能

目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率,并尽量减少器件开关次数

直接控制手段仍是对相电压进行控制,但控制目标却是线电压

相对线电压控制方式,控制目标为相电压时称为相电压控制方式

在相电压调制信号中叠加3次谐波,使之成为鞍形波,输出相电压中也含3次谐波,且三相的三次谐波相位相同合成线电压时,3次谐波相互抵消,线电压为正弦波如图6-18所示鞍形波的基波分量幅值大

除叠加3次谐波外,还可叠加其他3倍频的信号,也可叠加直流分量,都不会影响线电压

图6-18 叠加3次谐波的调制信号

3,线电压控制方式(叠加3倍次谐波和直流分量):

叠加up,既包含3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化设三角波载波幅值为1,三相调制信号的正弦分别为urU1,urV1和urW1,并令:

(6-12)

则三相的调制信号分别为

(6-13)

图6-19 线电压控制方式举例

不论urU1,urV1和urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等在这1/3周期中,不对调制信号值为-1的相进行控制,只对其他两相进行控制,因此,这种控制方式也称为两相控制方式

优点:

(1)在1/3周期内器件不动作,开关损耗减少1/3

(2)最大输出线电压基波幅值为Ud,直流电压利用率提高

(3)输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式

(6) PWM逆变电路的多重化

和一般逆变电路一样,大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波,因此,在构成PWM多重化逆变电路时,一般不再以减少低次谐波为目的,而是为了提高等效开关频率,减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量

PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式,利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示电路的输出从电抗器中心抽头处引出,图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°,所得到的输出电压波形如图6-21所示图中,输出端相对于直流电源中点的电压,已变为单极性PWM波了输出线电压共有0,±(1/2)Ud,±Ud五个电平,比非多重化时谐波有所减少

一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率,因而需要的电抗器较大而在多重PWM型逆变电路中,电抗器上所加电压的频率为载波频率,比输出频率高得多,因此只要很小的电抗器就可以了

二重化后,输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为,但其中当n奇数时的谐波已全部被除去,谐波的最低频率在附近,相当于电路的等效载波频率提高了一倍

图6-20 二重PWM型逆变电路

图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形

电抗器上所加电压频率为载波频率,比输出频率高得多,很小输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时的谐波已全被除去,谐波最低频率在2wc附近,相当于电路的等效载波频率提高一倍

3 PWM跟踪控制技术

PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法

把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化,常用的有滞环比较方式和三角波比较方式

(1)滞环比较方式

1,电流跟踪控制

基本原理:

把指令电流i和实际输出电流i的偏差i-i作为滞环比较器的输入,比较器输出控制器件V1和V2的通断V1(或VD1)通时,i增大,V2(或VD2)通时,i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制,i就在i+DI和i-DI的范围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i

滞环环宽对跟踪性能的影响:环宽过宽时,开关频率低,跟踪误差大;环宽过窄时,跟踪误差小,但开关频率过高

电抗器L的作用:L大时,i的变化率小,跟踪慢L小时,i的变化率大,开关频率过高

图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例

图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流

三相的情况:

图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路

图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形

采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点

(1)硬件电路简单

(2)实时控制,电流响应快

(3)不用载波,输出电压波形中不含特定频率的谐波

(4)和计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多

(5)闭环控制,是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点

2,电压跟踪控制

采用滞环比较方式实现电压跟踪控制如图6-26所示把指令电压u和输出电压u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关通断,从而实现电压跟踪控制和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈从电流变为电压输出电压PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除

图6-26 电压跟踪控制电路举例

u=0时,输出u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路

u为直流时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波

u为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和u 相同,从而实现电压跟踪控制

(2)三角波比较方式

基本原理:

不是把指令信号和三角波直接进行比较,而是闭环控制把指令电流iU,iV和iW和实际输出电流iU,iV,iW进行比较,求出偏差,放大器A放大后,再和三角波进行比较,产生PWM波形

放大器A通常具有比例积分特性或比例特性,其系数直接影响电流跟踪特性

图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路

特点:

开关频率固定,等于载波频率,高频滤波器设计方便;为改善输出电压波形,三角波载波常用三相;和滞环比较控制方式相比,这种控制方式输出电流谐波少

定时比较方式:

不用滞环比较器,而是设置一个固定的时钟以固定采样周期对指令信号和被控量采样,按偏差的极性来控制开关器件通断在时钟信号到来时刻,如i i,令V1断,V2通,使i减小每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小

采用定时比较方式时,器件最高开关频率为时钟频率的1/2,和滞环比较方式相比,电

流误差没有一定的环宽,控制的精度低一些

4 PWM整流电路及其控制方法

实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流

晶闸管相控整流电路:输入电流滞后于电压,且谐波分量大,因此功率因数很低

二极管整流电路:虽位移因数接近1,但输入电流谐波很大,所以功率因数也很低

把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路

可使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器,或高功率因数整流器

(1)PWM整流电路的工作原理

PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多

1,单相PWM整流电路

图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点和交流电源连接全桥电路直流侧电容只要一个就可以交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感,是电路正常工作所必须的

图6-28 单相PWM整流电路

a) 单相半桥电路 b) 单相全桥电路

单相全桥PWM整流电路的工作原理:

正弦信号波和三角波相比较的方法对V1～V4进行SPWM控制,就可在交流输入端AB产生SPWM波uABuAB中含有和信号波同频率且幅值成比例的基波,和载波有关的高频谐波,不含低次谐波由于Ls的滤波作用,谐波电压只使is产生很小的脉动当信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波us一定时,is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定改变uABf的幅值和相位,可使is和us同相或反相,is比us超前90°,或is与us相位差为所需角度

相量图(图6-29)

a:滞后相角δ,Is和Us同相,整流状态,功率因数为1,PWM整流电路最基本的工作状态

b:超前相角δ,Is和Us反相,逆变状态,说明PWM整流电路可实现能量正反两方向流动,这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要

c:滞后相角δ,Is超前Us90°,电路向交流电源送出无功功率,这时称为静止无功功率发送器(Static Var Generator—SVG)

d:通过对幅值和相位的控制,可以使Is比Us超前或滞后任一角度φ

图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图

a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d) 超前角为φ

对单相全桥PWM整流电路工作原理的进一步说明

整流状态下,us > 0时,(V2,VD4,VD1,Ls)和(V3,VD1,VD4,Ls)分别组成两个升压斩波电路,以(V2,VD4,VD1,Ls)为例V2通时,us通过V2,VD4向Ls储能V2关断时,Ls中的储能通过VD1,VD4向C充电us < 0时,(V1,VD3,VD2,Ls)和(V4,VD2,VD3,Ls)分别组成两个升压斩波电路由于是按升压斩波电路工作,如控制不当,直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍,对器件形成威胁

另一方面,如直流侧电压过低,例如低于us的峰值,则uAB中就得不到图6-29a中所需的足够高的基波电压幅值,或uAB中含有较大的低次谐波,这样就不能按需要控制is,is波形会畸变

可见,电压型PWM整流电路是升压型整流电路,其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节,如要向低调节就会使性能恶化,以至不能工作

2,三相PWM整流电路

图6-30,三相桥式PWM整流电路

最基本的PWM整流电路之一,应用最广工作原理和前述的单相全桥电路相似,只是从单相扩展到三相进行SPWM控制,在交流输入端A,B和C可得SPWM电压,按图6-29a的相量图控制,可使ia,ib,ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1和单相相同,该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态

(2)PWM整流电路的控制方法

有多种控制方法,根据有没有引入电流反馈可分为两种:没有引入交流电流反馈的——间接电流控制;引入交流电流反馈的——直接电流控制

1,间接电流控制

间接电流控制也称为相位和幅值控制按图6-29a(逆变时为图6-29b)的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为1的控制效果

图6-31,间接电流控制的系统结构图

图中的PWM整流电路为图6-30的三相桥式电路控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环

控制原理:

和实际直流电压ud比较后送入PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号id,id的大小和交流输入电流幅值成正比稳态时,ud= ,PI调节器输入为零,PI调节器的输出id和负载电流大小对应,也和交流输入电流幅值对应负载电流增大时,C放电而使ud下降,PI的输入端正偏差,使其输出id增大,进而使交流输入电流增大,也使ud回升达到新的稳态时,ud和 相等,id为新的较大的值,与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应负载电流减小时,调节过程和上述过程相反

从整流运行向逆变运行转换

首先负载电流反向而向C充电,ud抬高,PI调节器负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行稳态时,ud和 仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,并与逆变电流的大小对应

控制系统中其余部分的工作原理

上面的乘法器是id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻R,得到各相电流在Rs上的压降uRa,uRb和uRc

下面的乘法器是id分别乘以比a,b,c三相相电压相位超前π/2的余弦信号,再乘以电感L的感抗,得到各相电流在电感Ls上的压降uLa,uLb和uLc各相电源相电压ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA,uB和uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果

存在的问题:

在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs,当Ls和Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果;基于系统的静态模型设计,动态特性较差;应用较少

2,直接电流控制

通过运算求出交流输入电流指令值,再引入交流电流反馈,通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值,因此称为直接电流控制

有不同的电流跟踪控制方法,图6-32,一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图

控制系统组成

双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环

外环的结构,工作原理和图6-31间接电流控制系统相同外环PI的输出为id,id分别乘以和a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号 , 和 , 和

分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比,指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值

脉宽调制（PWM）基本原理：

控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。

也就是在输出波形的半个周期中产生多个脉冲，使各脉冲的等值电压为正弦波形，所获得的输出平滑且低次谐波少。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，即可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。

扩展资料：

脉宽调制通常有两种方法：

1、整体脉宽调制，对控制对象进行控制器设计，并根据控制要求的作用力大小，对整个系统模型进行动态的数学解算变换，得出固定力输出应该持续作用的时间和开始作用时间。

2、脉宽调制器，不考虑控制对象模型，而是根据输入进行“动态衰减”性的累加，然后经过某种算法变换后，决定输出所持续的时间。这种方式非常简单，也能达到输出作用近似相同。

脉宽调制控制技术结构简单、易于实现、技术比较成熟，俄罗斯已经将其成功地应用于远程火箭的角度稳定系统控制中。

按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。

SPWM为正弦脉宽调制，其基本思想来自采样控制理论中的一个重要结论：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量对时间的积分相等，其作用效果基本相同。该原理被称为冲量（面积）等效原理。SPWM调制就是将峰值无变化的直流量按正弦量对应采样点的面积大小生成脉宽不同的脉冲波（面积相等），以等效需要调制的正弦波。主要基本算法包括：对称规则算法、非对称规则算法、面积等效法。

以上是简单介绍，如想详细了解可以参考专业书籍。

1、PWM波是控制直流电机的

通俗的说，5V直流电机在5V的情况下肯定速度最快，在0V的情况下肯定不转了

这样电源0~5V就对应了不同的速度

问题是怎么才能实现0~5V的变化呢？

于是就用PWM波控制mos管来给直流电机供电。PWM就是一个矩形波，通过控制高电平和低电平的时间来控制MOS管导通的时间。MOS管在高电平的时候导通，就相当于5V电源直接加到电机上；MOS管在低电平的时候截止，就相当于0V电源加到电机上。

PWM又叫脉宽调制，就是控制高电平占一个周期的比例。而这个PWM波就是控制5V电源加到电机上的时间，从而控制了电机。

2、例程：

#include <reg52h>

sbit KEY1 = P3^4;

sbit PWM = P1^5;

unsigned char CYCLE; //定义周期 该数字X基准定时时间 如果是10 则周期是10 x 01ms

unsigned char PWM_ON ;//定义高电平时间

void delay(unsigned int cnt)

{

while(--cnt);

}

main()

{

unsigned char PWM_Num;//定义档位

TMOD |=0x01;//定时器设置 1ms in 12M crystal

TH0=(65536-1000)/256;

TL0=(65536-1000)%256;//定时1mS

IE= 0x82; //打开中断

TR0=1;

CYCLE = 10;// 时间可以调整 这个是10步调整 周期10ms 8位PWM就是256步

while(1)

{

if(!KEY1)

{

delay(10000);

if(!KEY1)

{

PWM_Num++;

if(PWM_Num==4)PWM_Num=0;

switch(PWM_Num){

case 0:P0=0x06;PWM_ON=0;break;//高电平时长

case 1:P0=0x5B;PWM_ON=4;break;

case 2:P0=0x4F;PWM_ON=6;break;

case 3:P0=0x66;PWM_ON=8;break;

default:break;

}

}

}

}

}

//

/ 定时中断 /

//

void tim(void) interrupt 1 using 1

{

static unsigned char count; //

TH0=(65536-1000)/256;

TL0=(65536-1000)%256;//定时1mS

if (count==PWM_ON)

{

PWM = 1; //灯灭

}

count++;

if(count == CYCLE)

{

count=0;

if(PWM_ON!=0) //如果左右时间是0 保持原来状态

PWM = 0;//灯亮

}

以上就是关于PWM波如何产生并控制全部的内容，包括:PWM波如何产生并控制、基于at89c51系列单片机的两路互补SPWM波形实现,程序如何编写要求频率50hz、题 目：PWM整流技术综述等相关内容解答，如果想了解更多相关内容，可以关注我们，你们的支持是我们更新的动力！