升压式高亮度LED背光驱动电路技术设计

升压式高亮度LED背光驱动电路技术设计

摘要：由于LCD面板本身无法产生光源，所以，必须利用背光的方式将光投射到面板上，让面板产生亮度，并且亮度必须分布均匀，而获得画面的显示。以目前来看，大多数的LCD背光是利用CCFL及LED来作为背光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。
　　
　　随着消费者对于色彩的要求，根据实验，LED可以达到超过100％的NTSC色谱，由于LED可以提高面板色彩的表现能力，并且加上没有太大的环保问题。目前许多业者都已逐渐将部分的产品导入利用LED作为背光源。
　　
　　本文将以Supertex的以HV9911为例，来提供读者升压式高亮度LED背光驱动电路设计的相关讯息。
　　
　　■升压电路设计特色
　　
　　升压电路是用来驱动LED的串联电压高于输入电压（图1），并且有以下的特色：
　　
　　1.此电路可被设计在效率高于90％下 *** 作。
　　
　　2.M=SFET的（Source）与LED串共地，这简化了LED电流的侦测（不像降压电路必须选择上侧FET驱动电路或上测电流侦测。但是升压电路也有些缺点，特别是用于LED驱动，由于LED串的低动态阻抗）。
　　
　　3.输入电流是连续的，使得输入电流的滤波变得简单许多（并更容易符合传导式EMI标准的要求）。
　　
　　4.关闭用的FET毁损不会导致LED也被烧毁。
　　
　　5.升压电路的输出电流为脉冲式波形，因此，必须加大输出电容以降低LED串的涟波电流。
　　
　　6.但是过大的输出电容，使得PWM调光控制变得更具挑战，当控制升压电路开与关，以达到PWM调光控制，就表示输出电流会被每一个PWM调光控制周期充放电，这使得LED串电流的上升与下降时间会拉大。
　　
　　7.峰电流控制方式的升压电路，用以控制LED电流是无法达成的，需要闭回路方式使电路稳定，这又使得PWM调光控制更为复杂，控制电路必须增加频宽来达到所需要的反应时间。
　　
　　8.当输出端短路，控制电路无法避免输出电流的增加，即使关掉Q1FET仍对输出短路毫无影响，并且输入端电压的瞬变造成输入端电压的增加量大于LED串联电压时过大的涌浪电流可能会造成LED的毁损。

图1 Boost Converter LED Driver  

　　■升压电路 *** 作模式
　　
　　升压电路可 *** 作于二种模式，连续导通模式（ConTInuous ConducTIon Mode；CCM）或不连续导通模式（DisconTInuous ConducTIon Mode；DCM），这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电路的电感电流波形，图2bDCM升压电路的电感电流波形。
　　
　　CCM升压电路是用在最大升压比例（输出电压与输入电压比值）小于或等于6，并在输入电流大于1安培的情形下，假如需要更大的升压比例，则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流，因此导致电感的毁损增加，同时也造成均方根电流的增加。所以，DCM升压电路的效率要比CCM升压电路来得低，这也使得DCM的输出功率受限制。

图2 升压电路的连续导通模式与不连续导通模式

　　■以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路

      HV9911为Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驱动电源控制IC，它内建了许多功能来客服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器，不需额外电源，仅由单一输入电压提供IC动作的工作电源。它内建了2％精密的参考电压（全温度范围）能精确地控制LED串联电流。并且包含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压时，便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控制电路的反应时间（请参考PWM调光电路说明）。（图3）

　　■HV9911控制电路的功能

图4 Increasing the Input Voltage Rating

      IC的VDD pin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外接静态稳定电压为12V（瞬态电压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电压值。

　　IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电流限制位准，此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。
　　
　　振荡电路时间模式
　　
　　振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间，则IC *** 作于定频模式，另外，若电阻跨接于RT与GATE pins间，则IC *** 作于固定关闭时间模式（此模式不需要斜率补偿控制使电路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，可运用IC规格书内的计算式设定。
　　
　　于定频 *** 作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可 *** 作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC连接在一起时，建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。
　　
　　闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBK pin，同时将电流参考位准连接至IREF pin，补偿网络连接至Comp pin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制，当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切断，因此补偿网络内的电容电压维持住，一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图放大器的输出端，这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的控制电路。

图5 Feedback Compensation

　　FAULT信号保护驱动电路
　　
　　FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，IC启动过后，此pin被pulledhigh，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动点亮LED，假如输出端有过电压或短路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使LED与升压电路断接。
　　
　　FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，但当PWM调光信号为High时，FAULT信号却不见得为High。
　　
　　断接LED时，可确保输出电容不会随着PWM调光信号的周期而充放电。
　　
　　PWM调光信号到FAULT信号与保护电路的输出以AND连接着，以确保保护电路动作时能够覆盖过PWM及调光控制的输入。

图6 Disconnect FET

　　输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流（于FDBK pin），大于2倍参考电流设定位准（于IREF pin），保护动作会发生。过电压保护的动作原理，是当OVP pin的电压大于1.25V时，保护动作也会发生。二个信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时，栓锁电路会将GATE及FAULT pins同时关掉。一旦有保护动作发生时，必须将电源关掉重开，才能使栓锁电路恢复重置。
　　
　　而在IC的启动需要注意以下两点：
　　
　　●当VDD与PWMD pins连接在一起，透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时，IREF pin所连接的电容必须使用0.1uF，而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。
　　
　　●假使电路使用外部信号启动或关闭，而输入电压一直保持常开启时，则IREF及VDD所使用的电容值可增加。
　　
　　线性调光能力
　　
　　调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整，方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供参考电压连接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的电压低到非常小时，IC的短路电流保护比较器的误差电压（OFFSET）可能会造成短路保护发生误动作，这时候必须将IC电源关掉重开，重新启动电路，为了避免此误动作，IREF的最低电压为20∼30mV。
　　
　　PWM调光（脉宽调变调光）能力
　　
　　HV9910内部的PWM调光功能却能够达到非常快速的PWM调光反应，克服了传统升压电路不能非常快速的PWM调光的缺点。
　　
　　PWMD控制IC内部三个点：
　　
　　●GATE信号到开关FET
　　
　　●FAULT信号到断接FET
　　
　　●运算放大器到补偿网络的输出端
　　
　　当PWMD信号为High时，GATE信号与FAULT可以动作，同时运算放大器的输出端连接到补偿网络，这使得升压电路可以正常动作。
　　
　　当PWMD信号为Low时，GATE信号与FAULT被停止动作，能量无法从输入端转移到输出端，但是，为避免输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。
　　
　　这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时，LED电流的上升时间会被拉长。因此，避免输出电容的放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET，使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流，因此输出电容并没有被放电，所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流，这使得上升时间非常快速。
　　
　　当PWMD信号为Low时，输出电流降至零，这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端，会造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High时，过高的补偿回路电压会控制电感峰值电流，而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。
　　
　　这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授，这会使得稳定时间被延长，当PWMD信号为Low时，断开运算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时，电路立刻回复稳态而不会产生过大的LED电流。
　　
　　■闭回路控制电路的设计
　　
　　补偿回路可用来使得升压电路稳定的 *** 作，可选用Type－Ⅰ补偿（一个简单积分电路）或者TypeⅡ补偿（一个积分电路及额外的极点－零点）。补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。

闭回路系统（图7）的回路增益如下：
　　
　　（公式1）

　　Gm为运算放大器的增益（435mA/V）
　　
　　Zs（s）为补偿网络的阻抗
　　
　　Gp（s）为功率级的转移函式
　　
　　请注意，虽然电阻分压比值为1：14，但是整体效应包含二极管的压降会是1：15。

图7 Loop Gain of　the Boost Controller

　　■芯片补偿网络控制
　　
　　假设Fc为回路增益的交越频率，而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限Φm所需增加的相位角度为Φboost。
　　
　　（公式2）Φboost=Φm-Φpx-90º

　　基于所需增加的相位角度，来决定需要何种类型的补偿网络。
　　
　　（公式3）
　　
　　Φboost≦0º→TypeⅠ控制
　　
　　0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控制
　　
　　90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控制
　　
　　HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要TypeⅢ控制，所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用，请参考表1。

表1 Network Compensation

　　TypeⅠ控制的设计相当简单，只要调整Cc即可，因为交越频率的回路增益之振幅为1
　　
　　（公式4）Rs•Gm•（2πfcCc）•1/15•1/Rcs•Aps=1
　　
　　由上述等式，若其它参数值已知Cc的电容值可计算出。
　　
　　TypeⅡ控制的等式需被设计如下：
　　
　　（公式5）K=tan（45？+Φboost/2）
　　
　　（公式6）ωz=1/RzCz=2πfc/K
　　
　　（公式7）ωp=Cz+cZ=（2πfc）•K

　　可得到交越率的回路增益之振幅为1的等式如下：
　　
　　（公式8）

　　同时解等式（1-6）（1-8）可计算出Rz，Cz及Cc的值。
　　
　　■利用芯片实际设计出驱动电路
　　
　　表2驱动电路设计参数表

图8 驱动电路设计参考

　　步骤一选择开关频率（fs）
　　
　　对于低压应用（输出电压＜100V），中等功率输出（＜30w），开关频率设为200kHz（时间周期为5ms），对于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或更高的输出功率，则考虑外部的开关FET的功率损失，就必须降低开关频率。
　　
　　步骤二计算最大开关周期（Dmax）
　　
　　最大的开关周期可以使用以下方程式计算：
　　
　　（公式9）

　　注意：如果Dmax＞0.85，升压比例太大，则升压电路无法 *** 作在连续导通模式而会 *** 作在不连续导通模式，以达到所需的升压比例。
　　
　　步骤三计算最大电感电流（Iinmax）
　　
　　最大电感电流为（公式10）

　　步骤四计算输入电感量（L1）
　　
　　输入电感可以最低的输入电压 *** 作下的电感电流25％计算，如下式
　　
　　（公式11）

　选择标准电感量220uH，为达到于最低输入电压的 *** 作时之的效率为90％，则电感的损失约为总输出功率的2∼3％，使用3％计算电感损失。
　　
　　（公式12）Pind=0.03•Voman•Iove=0.84w
　　
　　假设80％－20％各别为电感的铜损及铁损，则电感的等效直流电阻，必须小于
　　
　　（公式13）

　　电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20％。
　　
　　（公式14）

　　因此电感为220uH，DCR值约0.3Ω，电感饱和电流需大于2A。但是必须注意，选择电感的有效电流等于Iinmax（虽然可能无法符合效率的要求）但仍可获得可接受的结果。
　　
　　步骤五选择开关FET（Q1）
　　
　　跨接于FET的最大电压等于输出电压，使用20％余量来计算最大突波电压，FET的耐压选择为：
　　
　　（公式15）VFET=1.2Vomax=96V
　　
　　流经过FET的有效电流为：
　　
　　（公式16）IFET∼Iimax•√Dmax=1.3A
　　
　　为求得最佳化设计，FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值，以使用最低闸充电电荷（Qg） *** 作。使用HV9911时建议FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET规格为100V，4.5A，11nC。
　　
　　步骤六选择开关二极管（D1）
　　
　　二极管的耐压规格与开关FET（Q1）相同，二极管流过的平均电流等于最大输出电流（350mA）。虽然二极管的平均电流仅350mA，但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IINmax。二极管两端所跨之电压需相对应于瞬间流过的电流而非平均电流，假设有1％功率损失于二极管上，则二极管两端的压降则必须小于：
　　
　　（公式17）

　　最好选择萧特基二极管，当输出电压小于100V时，它不需要考量逆向回复的损失，因此在此案例中选择100V，1A萧特基二极管，它的顺向通过电压在IINmax时为0.8V。
　　
　　步骤七选择输出电容（Co）
　　
　　输出电容的电容值需视LED的动态电阻，LED串的涟波电流及LED电流而定，使用HV9911的设计中，较大的输出电容（较低的涟波输出电流）将可获得较佳的PWM调光结果，升压电路的输出以模型简化如图9a将LED以定电压负载串联一个动态阻抗，输出阻抗（RLED与Co的并联组合）被以二极管电流Idiode驱动着，稳态的电容电流波形如图9b所示。
　　
　　图9升压电路的输出

      使用在设计参数表中给的10％峰对峰涟波电流，计算输出的涟波电压为：