5通道(3路+V和2路-V)热插拔参考设计

摘要：本文介绍5通道热插拔电路，它可以同时处理顺序接通的正负输入电压。其独特的配置支持两路没有断路器保护的负压通道，以及由一个MAX5927A正电压热插拔控制器控制的3路正电源通道。提供的测试数据表明，电路满足5路电源所要求的负载供电和上电排序要求。

引言本文介绍的5通道电路虽然只采用了一个MAX5927A 4通道热插拔控制器，却可以实现3路正电源和2路负电源的热插拔功能。图1电路满足以下负载供电和上电排序要求：

• 2A时，Ch1 = +3.3V (电路在 ≥ 3A时断电)
• 1.6A时，Ch2 = +5V (电路在 ≥ 2.4A时断电)
• 2A时，Ch3 = +12V (电路在 ≥ 3A时断电)
• 150mA时，Ch4 = -12V (没有电路断电动作)
• 50mA时，Ch5 = -5V (没有电路断电动作)
• 启动顺为：通道2 (+5V)和通道3 (+12V)在低电平有效CARD_PRESENT变为低电平时立即接通。STAT2和STAT3在低电平有效CARD_PRESENT变为低电平10.8ms后，变为高电平。
• 通道1 (+3.3V)相对于通道2和通道3延迟11.8ms接通。通道1接通10.8ms后，STAT1变为高电平。
• 通道4 (-12V)和通道5 (-5V)相对于通道2和通道3延迟27.8ms接通。通道4和通道5接通10.8ms后，STAT4变为高电平。
• 锁存故障管理。如果通道1至通道3中的任意一个出现错误，所有通道将被关闭，直到低电平有效CARD_PRESENT进入下一关断和接通周期。

图1. 5通道热插拔电路控制3路正电源和2路负电源

虽然延迟要求和故障管理是针对这一设计的，但可以改变这一延迟以满足其他时序要求。如果需要，故障管理可以改为自动重试模式。

热插拔控制器选择之所以选择MAX5927A，是由于它具有特殊的+15V绝对最大输入电压，而MAX5927是14V。如果12V供电电路采用了镜像电路电感，断路器过载时电路开路，使得12V电路可能出现供电电压振铃和过冲，那么这一电压优势就显得非常重要。

接通时序电阻R36 (在IC引脚10)将每一通道的接通时间设置为10.8ms ±2.8ms。在此期间，MAX5927A的内部低速比较器被禁止，使负载电容充电电流能够达到通道1至通道3每一通道预设电流触发值的两倍，以满足要求。在此期间，不需要触发断路器，负载电容很容易充电至最终值。在4kΩ和500kΩ之间调整R36，可以使启动延时设置在400µs (最小)到50ms (最大)之间的任意值。在这一启动时间的最后，STAT输出从FALSE至TRUE的瞬变。STAT输出为正，但也可以通过接地POL (引脚29)设置为负。

通过(R29 + R30) - C16时间常数将通道1相对于通道2和通道3延时11.8ms接通；可以增大C16以加大延时。通道1开始接通10.8ms后，STAT1变为高电平。

通过(R29 + R31) - C17时间常数将通道4和通道5相对于通道2和通道3延时28ms接通；可以增大C17以加大延时，或者减小R31，以缩短延时。通道4和通道5开始接通10.8ms后，STAT4变为高电平。

MODE置位(开引脚28)以配置MAX5927A为上电排序模式。

输出电压摆率所有通道输出电压摆率设置为约1V/ms，数值与负载电容(C11至C15)值无关。可以修改C6至C10栅极电容值以改变摆率。摆率计算为ΔV/Δt = IGATE/CGATE。由于计算中并没有包括FET栅极电容，因此，该方程并不是很精确。GATE1、GATE2和GATE3的栅极充电电流约为100µA。由于R10和R11电流的原因，Q4和Q5的栅极充电电流为30µA到50µA。负载电容充电电流可以计算为ICHARGE = CLOAD × ΔV/Δt。它由IGATE/CGATE = ICHARGE/CLOAD得出。电容C8至C10使通道1到通道3的输出达到约1V/ms摆幅。没有负载时，C13至C15以大约0.5A的电流充电，直到达到满幅输出。如果没有C8至C10，输出以两倍于上面计算电流触发值的电流对负载电容进行充电。电容C6和C7为10nF，使通道4和通道5的摆幅大约为1V/ms。

断路器门限21mV至27.5mV的慢速比较器阈值以及R7 = R9 = 8.3mΩ设置了通道1 (+3.3V)和通道3 (+12V)的限流值。默认值乘以1.13以及R33 = R35 = 1.15kΩ，得到大约3.1A至3.8A的最终值。21mV至27.5mV的慢速比较器阈值以及R8 = 10mΩ设置通道2 (+5V)限流值。默认值乘以1.15以及R34 = 1.18kΩ，得到大约2.415A至3.625A的最终值。通过调整检测电阻R7到R9以及ISET电阻R33到R35来设置其他的限流值。可以从数据资料提供的曲线中确定默认乘数。限流断路器不对低电流通道4 (-12V)和通道5 (-5V)提供保护。

内部上拉把LATCH置为高电平，将MAX5927A配置为锁存故障管理。如果通道1至通道3中的任意一个出现故障，所有通道将被关断，直到低电平有效CARD_PRESENT进入下一关断和接通周期。

负电压通道4和通道5MAX5927A设计用于控制正电压电路。然而，从MAX5927A的GATE4输出可以获得负电压通道Q4和Q5大约4.2V的栅极驱动，这一输出由晶体管Q5和Q6以及电阻R4–R7进行修改。

GATE4的栅极充电电流输出是60µA至100µA，但是在对称电路R4–Q7和R5-Q6中被分成30µA至50µA。GATE4的电压可以比VIN4(3.3V)高5.3V，或者接通时≤+8.6V，关断时接近0V。接通时，VQ6(BASE) = VQ7(BASE) = 3.3V，VQ6(EMITTER) = VQ7(EMITTER) ≈ 3.9V，关断时为0V。R4和R5上相等的压降使得Q6和Q7均分电流。R6和R7上相等的电流在Q4和Q5上产生相等的栅极驱动。关断状态下，GATE4 = 0V时的栅极驱动为0V。Q4和Q5的关断速度取决于流过R6至R7的栅极放电电流。

FET选择所有通道，除了+12V通道，采用了SOT23封装的n通道MOSFET直通晶体管；每一FET原理图列出了VGS = 4.5V和TJ = +25°C时的最大RDS(ON)。VGS(max) = 20V (Si9410)的MOSFET被用于+12V通道。

总结电路满足所有的负载和上电排序设计要求—处理3个正电压和2个负电压通道，具有合适的顺序接通时序、大于所需最小值的过电流触发点，以及大约1V/ms的输出摆率，达到了设计要求。

+5V和+12V通道的+3.3V延时 = 11.8ms (请参考图2)

+3.3V通道的-5V延时 = 16.2ms (请参考图3)

-5V负载关断时间 = 1ms (请参考图4和图5)

-12V负载关断时间 = 4ns (请参考图6和图7)

-12V输出电压摆率 ≈ 1V/ms (请参考图8)

-12V负载电容充电电流 ≈ 80mA (请参考图9)

-5V输出电压摆率 ≈ 1V/ms (请参考图10)

-5V负载电容充电电流 ≈ 55mA (请参考图11)

+3.3V输出电压摆率 ≈ 1V/ms (请参考图12)

+3.3V负载电容充电电流 ≈ 400mA (请参考图12)

3A负载+3.3V接通，不触发断路器(请参考图13)

+3.3V断路器在3.22A时关断(请参考图14)

+5V负载电容充电电流 ≈ 500mA (请参考图15)

+5V输出电压摆率 ≈ 1V/ms (请参考图15)

2.4A负载+5V接通，不触发断路器(请参考图16)

+5V断路器在2.87A时关断(请参考图17)

+12V负载电容充电电流 ≈ 500mA (请参考图18)

3A负载+12V接通，不触发断路器(请参考图19)

+12V断路器在3.1A时关断(请参考图20)

+5V在 ≈ 4A时启动短路电路(请参考图21)

+12V在 ≈ 5.7A时启动短路电路(请参考图22)

测试结果
图2. +12V至+3.3V接通延时，没有负载
Ch1 = Q8BASE(CARD_PRESENT), Ch2 = +3.3VOUT, Ch3 = +12VOUT, Ch4 = -5VOUT
注释：+12VOUT和+3.3VOUT之间有11.8ms延时。


图3. +3.3V至-5V接通延时，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +3.3VOUT, Ch3 = +12VOUT, Ch4 = -5VOUT
注释：+3.3VOUT和-5VOUT之间有16.2ms延时。


图4. -5V栅极相对于+3.3VGATE关断，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +3.3VGATE, Ch3 = +5VGATE, Ch4 = -5VGATE
注释：-5V栅极关断较慢；当1 < VGATE < 3V (2.5V，典型值)时，FET关断。由此，正电压通道关断1.5ms至4ms后，-5V栅极完全关断。


图5. -5V负载关断，50mA负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -5VGATE, Ch3 = -5VOUT, Ch4 = IIN(-5V)
注释：虽然由于输出电容放电导致VOUT(-5V)没有达到0V，-5V在1ms内下降至零。


图6. -12V栅极关断，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +3.3VGATE, Ch3 = +12VGATE, Ch4 = -12VGATE
注释：-12V栅极关断较慢；当1 < VGATE < 3V (2.5V，典型值)时，FET关断。由此，正电压通道关断1ms至4ms后，-12V栅极完全关断。


图7. -12V负载关断，150mA负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -12VGATE, Ch3 = -12VOUT, Ch4 = IIN(-12V)
注释：虽然由于输出电容放电导致VOUT(-12V)没有达到0V，-12V输入在4ms内降到零。


图8. -12V接通波形
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -12VGATE, Ch3 = -12VOUT, Ch4 = IIN(-12V)
注释：接通顺序，80Ω阻性负载 = 150mA。


图9. -12V接通波形，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -12VGATE, Ch3 = -12VOUT, Ch4 = IIN(-12V)
注释：IIN(PK) = 80mA，对输出电容充电。


图10. -5V接通波形，100Ω阻性负载 = 50mA
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -5VGATE, Ch3 = -5VOUT, Ch4 = IIN(-5V)
注释：-5V摆率大约为1V/ms。


图11. -5V接通波形，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = -5VGATE, Ch3 = -5VOUT, Ch4 = IIN(-5V)
注释：IIN(PK) = 55mA，对输出电容充电。


图12. +3.3V接通波形，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +3.3VGATE, Ch3 = +3.3VOUT, Ch4 = IIN(+3.3V)
注释：IIN(PK) = 400mA，对输出电容充电；+3.3V摆率大约为1V/ms。


图13. +3.3V接通波形，1.1Ω负载 = 3A
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +3.3VGATE, Ch3 = +3.3VOUT, Ch4 = IIN(+3.3V)


图14. +3.3V过流关断
Ch1 = STAT1, Ch2 = VGATE (+3.3V), Ch3 = +3.3VOUT, Ch4 = IOUT(+3.3V) 0.5A/div
注释：IOUT和VOUT减小是由于输出电容向恒阻负载放电。测得的触发电流为3.22A。*


图15. +5V接通负载电容充电电流，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +5VGATE, Ch3 = +5VOUT, Ch4 = IIN(+5V)
注释：IIN(PK) = 500mA，对输出电容充电。


图16. +5V接通电流，2.083Ω负载 = 2.4A
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +5VGATE, Ch3 = +5VOUT, Ch4 = IIN(+5V)


图17. +5V过流关断
Ch1 = STAT2, Ch2 = VGATE (+5V), Ch3 = +5VOUT, Ch4 = IOUT(+5V) 0.5A/div
注释：IOUT和VOUT减小是由于输出电容向恒阻负载放电。测得的触发电流为2.87A。


图18. +12V启动电流，没有负载
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +12VGATE, Ch3 = +12VOUT, Ch4 = IIN(+12V)
注释：IIN(+12Vpk) = 500mA，对输出电容充电。


图19. +12V接通电流，4Ω负载 = 3A
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +12VGATE, Ch3 = +12VOUT, Ch4 = IIN(+12V)


图20. +12V过流关断
Ch1 = STAT3, Ch2 = VGATE (+12V), Ch3 = +12VOUT, Ch4 = IOUT(+3.3V) 0.5A/div
注释：IOUT和VOUT减小是由于输出电容向恒阻负载放电。测得的触发电流为3.1A。


图21. 短路电路的+5V启动电流
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = +5VOUT, Ch3 = +5VGATE, Ch4 = IIN(+5V)
注释：触发时的4A负载电流。


图22. 短路电路的+12V启动电流
Ch1 = Q8BASE, Ch2 = VOUT, Ch3 = VGATE, Ch4 = IOUT
注释：触发时的5.7A负载电流。

测试PCB布板
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图23. 参考设计PCB元件布局


更详细的图(PDF, 330kB)
图24. 顶层


图25. 底层

材料清单 Qty Designator DescripTIon Manufacturer and Part Number 5 C1, C2, C3, C4, C5 1µF ±10%, 25V X7R ceramic capacitors (0805) — 3 C6, C7, C18 10nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitors (0805) — 1 C8 56nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitor (0805) — 1 C9 68nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitor (0805) — 1 C10 100nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitor (0805) — 1 C11 47µF ±20%, 6.3V X5R electrolyTIc capacitor (1210) TDK C3225X5R0J476M 1 C12 100µF +80%, -20%; 16V Y5V ceramic capacitor (2220) TDK C5750Y5V1C107Z 3 C13, C14, C15 470µF ±20%, 16V electrolyTIc capacitors — 1 C16 15nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitor (0805) — 1 C17 33nF ±10%, 25V X7R ceramic capacitor (0805) — 2 D1, D2 75V, 200mW silicon diodes (SOD-323) Diodes Inc. MMBD4148WS 2 Q1, Q2 20V, 4.9A, 33mΩ n-channel MOSFETs (SOT23) Vishay Si2314BDS 1 Q3 30V, 6.9A, 33mΩ n-channel MOSFET (8-SO) Vishay Si9410BDY 2 Q4, Q5 30V, 4A, 47mΩ n-channel MOSFETs (SOT23) Vishay Si2306BDS 2 Q6, Q7 60V, 800mA bipolar PNP transistors (SOT23) Fairchild MMBT2907 1 Q8 40V, 1A bipolar NPN transistor (SOT23) Fairchild MMBT2222A 10 R1, R2, R3, R4, R5, R24, R25, R26, R27, R32 100kΩ ±5%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 1 R6 1Ω ±5%, 1/16W thick-film resistor (0805) — 2 R7, R9 0.008Ω ±1%, 1/4W thick-film resistors (2512) — 1 R8 0.010Ω ±1%, 1/4W thick-film resistor (2512) — 2 R10, R11 90.9kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 2 R12, R13 133kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 2 R14, R15 15kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 3 R16, R17, R18 4.7kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0603) — 5 R19, R20, R21, R22, R23 10kΩ ±5%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 1 R28 20kΩ ±5%, 1/16W thick-film resistor (0805) — 2 R29, R36 100kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 2 R30, R31 910kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 2 R33, R35 1.15kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistors (0805) — 1 R34 1.18kΩ ±1%, 1/16W thick-film resistor (0805) — 1 U1 Quad hot-swap controller IC, 32-TQFN-EP Maxim MAX5927AETJ
*注意，图14、图17和图20使用了特殊的电流探针，只显示了真值的72%。使用可调恒流负载测量断路器电流，标出了关断时的点。