超高频无源RFID标签电路的主要挑战解析

无源 UHF RFID 芯片的设计难点是围绕着如何提高芯片的读写距离、降低标签的制造成本展开的。因此，提高电源恢复电路的效率，降低整体芯片的功耗，并且工作可靠仍然是 RFID 标签芯片设计主要的挑战。

超高频无源 RFID 标签（UHF Passive RFIDTag）是指工作频率 在 300M~3GHz 之间的超高频频段内，无外接电源供电的 RFID 标签。这种超高频无源 RFID 标签由于其工作频率高，可读写距离长，无需外部电 源，制造成本低，目前成为了 RFID 研究的重点方向之一，有可能成为在不久的将来 RFID 领域的主流产品。

对于 UHF 频段 RFID 标签的研究，国际上许多研究单位已经取得了一些出色的成果。例如，Atmel 公司在 JSSC 上发表了最小 RF 输入功率可低至 16.7μW 的 UHF 无源 RFID 标签。这篇文章由于其超低的输入功率，已经成为 RFID 标签设计的一篇经典文章，被多次引用。在 2005 年，JSSC 发表了瑞士联邦技术研究院设计的一款最小输入功率仅为 2.7μW，读写距离可达 12m 的 2.45G RFID 标签芯片。在超 小、超薄的 RFID 标签设计上，日本日立公司在 2006 年 ISSCC 会议上提出了面积仅为 0.15mm×0.15mm，芯片厚度仅为 .5μm 的 RFID 标签芯片。国内在 RFID 标签领域的研究，目前与国外顶尖的科研成果还有不小的差距，需要国内科研工作者加倍的努力。

如图 1 所示，一个完整超高频无源 RFID 标签由天线和标签芯片两部分组成，其中，标签芯片一般包括以下几部分电路：电源恢复电路、电源稳压电路、反向散射调制电路、解调电路、时钟提取 / 产生电路、启动信号产生电路、参考源产生电路、控制单元、存储器。

无源 RFID 标签芯片工作时所需要的能量完全来源于读卡器产生的电磁波的能量，因此，电源恢复电路需要将标签天线感应出的超高频信号转换为芯片工作需要的直流电压，为芯片提供能量。

本文第 2 部分将介绍电源恢复电路的设计。由于 RFID 标签所处的电磁环境是十分复杂的，输入信号的功率可以变化几百甚至几千倍，因此，为了芯片在大 小不同的场强中均可以正常工作，必须设计可靠的电源稳压电路。本文第 3 部分将对电源稳压电路的设计进行说明。调制与解调电路是标签与读卡器进行通信的关键 电路，目前绝大部分的 UHF RFID 标签采用的是 ASK 调制，本文在第 4 部分对调制与解调进行介绍。RFID 标签的控制单元是处理指令的数字电 路。为使标签在进入读卡器场区后，数字电路可以正确复位，以响应读卡器的指令，必须设计可靠的启动信号产生电路，用来提供数字单元的复位信号。本文在第 5 部分将讨论启动信号产生电路的设计。

电源恢复电路

电源恢复电路将 RFID 标签天线所接收到的超高频信号通过整流、升压等方式转换为直流电压，为芯片工作提供能量。电源恢复电路具有多种可行的电路结构。如图 2 所示是目前常用的几种电源恢复电路。

在这些电源恢复电路中，并不存在最理想的电路结构，每种电路都有各自的优点及缺陷。在不同的负载情况、不同的输入电压情况、不同的输出电压要求 以及可用的工艺条件下，需要选择不同的电路以使其达到最优的性能。图 2（a）所示的多级二极管倍压电路，一般采用肖特基势垒二极管。它具有倍压效率高、输 入信号幅度小的优点，应用十分广泛。但是，一般代工厂的普通 CMOS 工艺不提供肖特基势垒二极管，在工艺的选择上会给设计者带来麻烦。图 2（b）是用接 成二极管形式的 PMOS 管来代替肖特基二极管，避免了工艺上的特殊要求。这种结构的倍压电路需要有较高的输入信号幅度，在输出电压较高时具有较好倍压效 率。图 2（c）是传统的二极管全波整流电路。与 Dickson 倍压电路相比，倍压效果更好，但引入了更多的二极管元件，功率转换效率一般略低于 Dickson 倍压电路。另外，由于它的天线输入端与芯片地分离，从天线输入端向芯片看去，是一个电容隔直的全对称结构，避免了芯片地与天线的相互影 响，适合于与对称天线（例如偶极子天线）相接。图 2（d）是许多文献提出的全波整流电路的 CMOS 管解决方案。在工艺受限的情况下，可以获得较好的功率 转换效率，并且对输入信号幅度的要求也相对较低。

在一般的无源 UHF RFID 标签的应用中，出于成本的考虑，希望芯片电路适合 于普通 CMOS 工艺的制造。而远距离读写的要求对电源恢复电路的功率转换效率提出了较高的要求。为此，很多设计者采用标准 CMOS 工艺来实现肖特基势垒 二极管，从而可以方便地采用多级 Dickson 倍压电路结构来提高电源转换的性能。图 3 所示是普通 CMOS 工艺制造的肖特基二极管结构示意图。在设计 中，不需要更改工艺步骤和掩膜板生成规则，只需在版图上作一些修改，就可以制作出肖特基二极管。

图 4 所示是在 UMC 0.18um CMOS 工艺下设计的几种肖特基二极管的版图。它们的直流特性测试曲线如图 5 所示。从直流特 性的测试结果上可以看到，标准 CMOS 工艺制造的肖特基二极管具有典型的二极管特性，并且开启电压只有 0.2V 左右，非常适合应用于 RFID 标 签。

电源稳压电路

在输入信号幅度较高时，电源稳压电路必须能保证输出的直流电源电压不超过芯片所能承受的最高电压;同时，在输入信号较小时，稳压电路所消耗的功率要尽量的小，以减小芯片的总功耗。

从稳压原理上看，稳压电路结构可以分为并联式稳压电路和串联式稳压电路两种。并联式稳压电路的基本原理如图 6 所示。

在 RFID 标签芯片中，需要有一个较大电容值的储能电容存储足够的电荷以供标签在接收调制信号时，仍可在输入能量较小的时刻（例如 OOK 调制 中无载波发出的时刻），维持芯片的电源电压。如果输入能量过高，电源电压升高到一定程度，稳压电路中电压感应器将控制泄流源将储能电容上的多余电荷释放 掉，以此达到稳压的目的。图 7 是其中一种并联型稳压电路。三个串联的二极管 D1、D2、D3 与电阻 R1 组成电压感应器，控制泄流管 M1 的栅极电 压。当电源电压超过三个二极管开启电压之和后，M1 栅极电压升高，M1 导通，开始对储能电容 C1 放电。

另外一类稳压电路的原理则是采用串联式的稳压方案。它的原理图如图 8 所示。参考电压源是被设计成一个与电源电压无关的参考源。输出电源电压经 电阻分压后与参考电压相比较，通过运算放大器放大其差值来控制 M1 管的栅极电位，使得输出电压与参考源基本保持相同的稳定状态。

这种串联型稳压电路可以输出较为准确的电源电压，但是由于 M1 管串联在未稳压电源与稳压电源之间，在负载电流较大时，M1 管上的压降会造成较高的功耗损失。因此，这种电路结构一般应用于功耗较小的标签电路中。

调制与解调电路

a. 解调电路

出于减小芯片面积和功耗的考虑，目前大部分无源 RFID 标签均采用了 ASK 调制。对于标签芯片的 ASK 解调电路，常用的解调方式是包络检波的方式，如图 9 所示。

包络检波部分与电源恢复部分的倍压电路基本相同，但是不必提供大的负载电流。在包络检波电路的末级并联一个泄电流源。当输入信号被调制 时，输入能量减小，泄流源将包络输出电压降低，从而使得后面的比较器电路判断出调制信号。由于输入射频信号的能量变化范围较大，泄流源的电流大小必须能够 动态的进行调整，以适应近场、远场不同场强的变化。例如，如果泄流电源的电流较小，在场强较弱时，可以满足比较器的需要，但是当标签处于场强很强的近场 时，泄放的电流将不足以使得检波后的信号产生较大的幅度变化，后级比较器无法正常工作。为解决这个问题，可以采用如图 10 所示的泄流源结构。

在输入载波未受调制时，泄流管 M1 的栅极电位与漏极电位相同，形成一个二极管接法的 NMOS 管，将包络输出钳位在 M1 的阈值电压附 近，此时输入功率与在 M1 上消耗的功率相平衡;当输入载波受调制后，芯片输入能量减小，而此时由于延时电路 R1、C1 的作用，M1 的栅极电位仍然保 持在原有电平上，M1 上泄放的电流仍保持不变，这就使得包络输出信号幅度迅速减小;同样，在载波恢复后，R1 和 C1 的延时使得包络输出可以迅速回复 到原有高电平。采用这种电路结构，并通过合理选择 R1、C1 的大小以及 M1 的尺寸，即可满足在不同场强下解调的需要。包络输出后面所接的比较器电路也有 多种可以选择的方案，常用的有迟滞比较器、运算放大器等。也可以简化为用反相器来实现。

b. 调制电路

无源 UHF RFID 标签一般采用反向散射的调制方法，即通过改变芯片输入阻抗来改变芯片与天线间的反射系数，从而达到调制的目的。一般设计天线阻抗与芯片 输入阻抗使其在未调制时接近功率匹配，而在调制时，使其反射系数增加。常用的反向散射方法是在天线的两个输入端间并联一个接有开关的电容，如图 11 所 示，调制信号通过控制开关的开启，决定了电容是否接入芯片输入端，从而改变了芯片的输入阻抗。

启动信号产生电路

电源启动复位信号产生电路在 RFID 标签中的作用是在电 源恢复完成后，为数字电路的启动工作提供复位信号。它的设计必须要考虑以下几点问题：如果电源电压上升时间过长，会使得复位信号的高电平幅度较低，达不到 数字电路复位的需要;启动信号产生电路对电源的波动比较敏感，有可能因此产生误动作;静态功耗必须尽可能的低。

通常，无源 RFID 标签进入场区后，电源电压上升的时间并不确定，有可能很长。这就要求设计的启动信号产生电路产生启动信号的时刻与电源电压相关。图 12 所示是一种常见的启动信号产生电路。

它的基本原理是利用电阻 R0 和 NMOS 管 M1 组成的支路产生一个相对固定的电压 Va，当电源电压 vdd 超过 NMOS 管的阈值电 压后，Va 电压基本保持不变。随着 vdd 的继续升高，当电源电压达到 Va+|Vtp|时，PMOS 管 M0 导通使得 Vb 升高，而此前由于 M0 截 止，Vb 一直处于低电平。这种电路的主要问题是存在着静态功耗。并且由于 CMOS 工艺下 MOS 管的阈值电压随工艺的变化比较大，容易受工艺偏差的影 响。因此，利用 pn 结二极管作启动电压的产生会大大减小工艺的不确定性，如图 13 所示。

当 VDD 上升到两个 pn 结二极管的开启电压之前，PMOS 管 M0 栅极与电源电压相等，PMOS 管关断，此时电容 C1 上的电压为低电 平。当 VDD 上升到超过两个二极管阈值电压后，M0 开始导通，而 M1 栅极电压保持不变，流过 M1 的电流保持不变，电容 C1 上电压逐渐升高，当其 升高到反相器发生翻转后，就产生了启动信号。因此，这种电路产生启动信号的时间取决于电源电压是否达到两个二极管的阈值电压，具有较高的稳定性，避免了一 般启动电路在电源电压上升过慢时，会导致开启信号出现过早的问题。

如果电源电压上升的时间过快，电阻 R1 和 M0 的栅 电容构成了低通延时电路，会使得 M0 的栅极电压不能迅速跟上电源电压的变化，仍然维持在低电平上，这时 M0 就会对电容 C1 充电，导致电路不能正确工 作。为解决这一问题，引入电容 C5。如果电源电压上升速度很快，电容 C5 的耦合作用能够使得 M0 的栅极电位保持与电源电压一致，避免了上述问题的发 生。

该电路仍然存在的静态功耗的问题，可以通过增大电阻值，合理选择 MOS 管尺寸来降低静态功耗的影响。要想完全解决静态功耗的问题则需要设计额外的反馈控制电路，在启动信号产生后关断这部分电路。但是，需要特别注意引入反馈后产生的不稳定态的问题。

结论

本文所介绍的一些 RFID 标签的主要电路，大部分已经经过了流片的验证。图 14 是我们所设计的一款 RFID 标签芯片。芯片面积 0.7mm×1.0mm，在 36dBm EIRP 下，可在 6 米处读出标签卡号。图 15 是 2.45GHz 带有片上天线设计的 RFID 标签。在 42dBm EIRP 下，该芯片可在 40cm 处产生响应。

无源 UHF RFID 芯片的设计难点是围绕着如何提高芯片的读写距离、降低标签的制造成本展开的。因此，提高电源恢复电路的效率，降低整体芯片的功耗，并且工作可靠仍然是 RFID 标签芯片设计主要的挑战。