基于BCM的有源功率因数校正电路的实现_技术

基于BCM的有源功率因数校正电路的实现

摘要：分析整流电路的拓扑结构和工作模式，探讨该整流电路关键参数的选取依据，提出临界导电模式(BCM)功率因数校正Boost开关变换器的设计方法。仿真结果表明，所设计的以MC33262为核心的临界导电模式有源功率因数校正(APFC)电路能在90～270 V的宽电压输入范围内输出稳定的400 V直流电压，并使得功率因数达0．99，系统性能优越，达到设计要求。
关键词：有源功率因数校正(APFC)；Boost变换器；临界导电模式(BCM)；MC33262

1 引言
有源功率因数校正(acTIve power factor correcTIon，APFC)是高效、低污染地利用电能的重要途径，它是在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路，使功率因数接近1。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，具有体积小、质量轻，效率高等特点，已成为电力电子技术研究的新热点。

2 APFC的工作模式比较
有源功率因数校正(APFC)电路，根据电感电流是否连续，其工作模式可分为连续导电模式(ConTInuous ConducTIonMode，CCM)、断续导电模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和临界导电模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3种。这3种工作模式的特点比较如表1所示。本文APFC电路设计采用BCM的工作方式。

3 BCM功率因数校正(PFC)电路工作原理
图1是临界导电控制模式实现Boost型PFC电路的原理图及其半个工频周期内功率开关管的控制波形和电感电流波形。图1(a)是一种实现变频控制方案的电路原理图，其中误差放大器将输出电压的反馈信号和2．5 V基准信号相比较后放大，产生的输出信号和交流输入电压检测信号共同输入模拟乘法器．使模拟乘法器产生一个和输入电压同频同相的半正弦波输出信号。当功率管开启时，电阻R4对电感电流进行检测，当电感电流达到模拟乘法器的输出时，电流比较检测器输出一控制脉冲，触发RS控制逻辑部分使功率管关断，电感开始放电，这样就保证电感电流的峰值包络线是与输入电压同频同相的半正弦波。当电感放电时，用电感的副边输出对电感电流过零检测，为电感放电完毕时，RS控制逻辑部分立刻使功率管重新导通。整体电路采用电压-电流的双环反馈控制、利用变频控制法实现Boost型PFC电路，功率因数接近1。

4 BCM PFC电路的实现
BCM Boost型PFC电路采用变频控制，集成控制电路外围器件少，体积小、质量轻，适用于小功率开关电源。这里以控制器件MC33262为核心，构成电路原理图如图2所示。主电路采用Boost型电路，控制电路主要由MC33262器件、启动电路、辅助电源、电流检测电路、电压检测电路等构成。

4．1 电路工作原理
    该电路采用双环反馈控制方案，内环反馈的作用是将全波整流输出的半波电压通过R2和R4组成的电阻分压器取样输入到MC33262的3引脚，以保证通过电感升压器原边的电流跟踪输入电压按正弦规律变化的轨迹。外环用作APFC变换器输出直流电压的反馈控制。直流输出电压通过R5和R7组成的电阻分压器取样输入到MC33262的1引脚，MC33262输出PWM驱动信号调节功率管VQ1的占空比，以使输出电压稳定电压。当AC输入电压从0 V按正弦规律变化至峰值时。乘法器的输出控制电流传感比较器的门限，迫使通过功率管VQ1的峰值电流跟踪AC输入电压的变化轨迹。
4．2 电路的设计
    根据图2所示电路原理，电路技术指标如下：最大输出功率Pn为150 W，输入电压范围：90～270 V，输出电压Uo为400 V，输入电网频率fac为50 Hz，变换器的效率η为90％，小开关频率fmin为25 kHz，输出电压最大纹波峰-峰值UOP-P为8 V，输出过压保护点Uovp为440 V。
4．2．1 开关频率的设计
    半个工频周期内开关频率的表达式为：

开关频率f(t)在给定输入电压的工频周期内随时间变化，功率越小，开关频率越大，理论上在轻载情况下，开关频率可以达到几兆赫兹，但频率越高，开关损耗就越大，因此有些临界导电模式的控制器件有最大开关频率的限制问题。MC33262的最大频率约400 kHz。
4．2．2 电感的设计
电感的设计必须保证电路在整个的工作区间内都工作在BCM。因此，可推导出主电感表达式为：

理论上如果给出最小的开关频率，则主电感的最大值在输出功率最小，输入电压最大时产生。给定的PFC电路最小开关频率偏小可减少开关损耗，偏大可减小电感的体积，大多设计是将25 kHz作为首选频率。这里的电压设计指标范围为90～270 V，在输入电压Uin为270 V时产生fmin代入式(2)可得：L=398μH。该设计L取420μH。

4．2．3 输出二极管的选择
BCM解决了二极管VD的反向恢复问题，为了减小开关管的损耗，可采用快速恢复二极管，由于开关电源工作频率都在20 kHz以上，快速恢复二极管和超快速恢复二极管的反向恢复时间减小到了毫微秒级，这就减小功率器件本身的损耗，大大提高了电源效率。该设计选择IDmax=7．9 A。同样，考虑到一定的裕量．二极管的电压应力应至少大于输出过压保护点440 v。因此该二极管型号为FR10J，其技术参数为10 A，600 V。
4．2．4 滤波电容的设计
在PFC电路中。通常在整流桥的输出端接一只小电容，用于滤除由高频开关电感电流的纹波引起的噪声。如果该电容取值太小，可能无法较好滤去输入的高频噪音，但其取值也不能太大，否则会引起较大的输入电压偏移。滤波电容的最大纹波电压用△UCin(max)表示，一般情况下，可取该值小于最低输入电压峰值的5％，则输入滤波电容的下限值为：

    这里的最低输入电压值为90 V，将设计指标代入式(3)可得输入电容的最小值Cin=2．59μF。由于整流桥的输出电压经电阻分压后用于电流跟随的基准，所以过大的输入电容会使基准电压波形发生畸变，从而使输入电流的波形同样发生畸变，导致功率因数下降和谐波增加，因此本设计的电容值为5．6μF，且该电容的耐压应大于输入电压的最大峰值，还需考虑一定的裕量。因此，该电路设计Cin选取5．6μF，630 V的耐压值。
4．3 控制电路元器件选型
4．3．1 乘法器参数计算
    乘法器的输入信号有两个：交流输入电压经全波整流后，通过R2和R4由MC33262的3引脚检测，乘法器的输出端得到半个正弦波的信号作为输入电流的参考基准，3引脚的输入电压的最大值箝位在3．2 V。为降低功率损耗，流过R2的电流应为数百或更小。设R4=15 kΩ，则R2=1．8 kΩ，实际选择R2=2 kΩ。由于电路工作在高频开关状态，会引起高频噪音，为减小高频噪音对控制电路的干扰，还需在R4的两端并联一小容量高频滤波电容C2，其容量为几nF。
4．3．2 变压器副边绕组和限流电阻的设计
    变压器T是APFC预调整器的升压电感器．通过计算升压电感Lp的线圈匝数Np=60．9(匝)，实际取整数值Np为6l匝，副边绕组取Ns=6，流过零检测电阻R6的值可根据其损耗决定，应满足

将Uo=400 V，n=10代人式(4)得：R6≥8．4 kΩ，因此R6可选22 kΩ．0．25 W。
4．3．3 误差放大器外围器件
R5和R7实现输出分压采样功能，其连接点与MC33262的1引脚相连，该引脚为控制器内部误差放大器的反相端，其同相端接2．5 V的参考电压基准。误差放大器的输入偏置电流最大值为-0．5μA，通过R5的电流应远大于误差放大器的输入偏置电流。也可根据经验选择R5和R7的数值。一般来说．流过R5的电流为电路负载电流的干分之一或更小一些，因此结合电路设计指标取R5=1．6 MΩ，R7=10 kΩ。
4．3．4 启动电路
启动电路由R1和C4组成。根据启动电流ISTART和启动门限电压Uccon来确定启动电阻的值，即：

在辅助绕组提供器件正常工作的能量之前，C4必须提供足够的能量为器件供电，C4应满足

将相关技术参数代入式(6)可得：C4≥13μF。其耐压值应大于器件的最大供电电压，因此该设计选取C4为100μF，50V的电解电容。此外，为使电路能够稳定工作，必须增加电压控制环。

5 BCM PFC电路的实验结果
为了详细分析BCM PFC电路．将输入电压扩展到全电压范围内，并对仿真数据和理论数据进行详细的分析比较。当输入电压有效值为90 V、120 V、150 V、180 V、220 V、240 V、270 V时，假设电路无任何损耗，输入功率为150 w。由仿真结果可知，输入功率的仿真值分别为164.4W、162.4W、161.3W、159.0W、157.6w、156.9w、156.3W，效率的仿真值分别为92．6％、93．7％、94．5％、95．8％、96．7％、97．2％、97．5％。将理论值和仿真值相比较．采用MATLAB将这些理论值和仿真值分别拟合成两条曲线．如图3所示。

从图3(a)中看出，仿真波形与理论分析的差别为：在全电压范围内输入功率的仿真值比理论值要大，这是因为理论分析时．假设电路的效率为1．而仿真时电路的元器件本身也要消耗能量，所以输入功率的仿真值要比理论值大；另外当输入电压越来越大时，输入功率的仿真值越来越小，即接近于理论值，电路的效率就越大，如图3(b)所示，所以电压越大，输入功率的仿真值越接近于理论值。
输出电压的纹波的仿真值和理论值的比较如图4所示。从图4看出仿真的最大值小于4 V，小于给定的设计要求，而理论值也小于4 V，完全满足设计要求。