概述图1所示为完整的输出锁定过流故障检测器电路。上电后，比较器输出COUT的电压接近0V。由Q2和Q3组成的同相缓冲器确保Q1 (具有非常低的导通阻抗、低门限电压的p沟道功率MOSFET)的栅极完全导通。通过高边检流放大器测量流入负载中的电流，将检流电阻RSENSE两端的小电压信号按比例放大、转换为以地为参考的电压，从OUT引脚输出。该输出电压与负载电流成正比，最后经过分压后送入带锁存的同相比较器的输入端。
当负载电流超出R1和R2设置的门限电压时，比较器翻转，输出电压被R3拉高。由于栅-源电压跌落至栅极门限以下，p沟道MOSFET关断。同相缓冲器Q2-Q3确保Q1栅极具有足够的充电电流和放电电流，实现快速切换。
图1. 由集成的检流放大器、锁存比较器以及基准构成的快速响应、低压过流保护电路
元件选择控制器
MAX4373是一款采用+3.3V供电，具有快速响应特性的电流锁定限流检测器。MAX4373内部集成了实现这一功能的所有需要的模块：包括高共模电压差分电压检测器、基准源以及带低电平有效复位输出的锁存比较器。VCC上电后，典型启动延迟为500µs，比较器传输延迟典型值为4µs。
检流电阻
合理选择的检流电阻以保证获得最佳的增益精度(典型值为1%至1.5%)，增益范围为+20V/V和+50V/V (MAX4373的T和F版本)时，额定电流下的压差应在75mV至100mV范围内。按照下列公式计算检流电阻值以及该电阻消耗的功率：
输出动态范围也是一个重要的考虑因素。应将标称输出电压(相对于工作/检测电流)设为电源电压的一半。需要注意的是：VOUT的最大值应比电源电压VCC低250mV。因此，VCC = +3.3V时，VOUT的标称值应约为1.4V。在本文给出的实例中，对于增益为+20V/V的MAX4373 (T版本)，理想的检测电压为70mV。
检流电流为15A时，若RSENSE = 4.6mΩ，VSENSE为70mV，可选择的最接近的标准电阻为4.7mΩ。Tyco-Meggitt RL73H的容差为±1% (尾缀F)。
电流门限
完成检流放大器的设置后，接下来应设置比较器，以产生适当的切换输出电压用于断开串联功率开关。通过电阻分压器将电流放大器输出端连接至比较器的正向输入端。比较器的正向输入应超过内部设置的标称门限值600mV (580mV至618mV)，才能断开功率开关。根据下列电压门限公式计算R1和R2的阻值：
在检流放大器的标称输出电压条件下，流经R1和R2电流应大于150nA，小于500µA。在600mV (最大值)的饱和电压下，比较器输出可吸入1mA的电流。栅极上拉电阻R3可由下列公式计算：
功率开关
选择外部p沟道MOSFET时的关键参数是峰值电流、导通电阻以及栅极电压，其次是其封装。选择合适的导通电阻，使其在额定电流下的压降与电流检测电压相近。这样可使检测电阻和MOSFET上产生的功耗相近。
Si7485DP MOSFET (来自Siliconix)在VGS = -2.5V时的最大导通电阻为9mΩ。这个20V的p沟道器件能够工作在较低的输入电压下。最差情况下静态功耗可按照下列公式计算：
在15A负载电流和9mΩ导通电阻条件下，Si7485DP可工作在环境温度的40°C至50°C以上，因此可根据具体应用考虑增加散热片。
在本例中，功率开关具有大约60nC的栅极电荷。如果需要快速响应，则超出了R3和低功耗比较器输出所能提供的驱动能力。这种情况下必须增加栅极驱动缓冲器。如上所述，由Q2和Q3组成的互补型射极跟随驱动器可以为Q1栅极提供优异的双极性电流增益。应选择在500mA到1A集电极电流下，具有良好直流β值的晶体管，可选用SOT223封装的Zetex FZT688B (npn)和FZT788B (pnp)。栅极响应时间的计算公式如下：
工作状态固有误差
实际检测到的电流与以下元件的固有误差有关：
如果忽略检测电压的误差，总的电流检测误差接近±10.8%，可采用下列公式计算具体的误差范围：
如果R1和R2采用±0.1%容差的电阻，可稍稍降低总体误差(约±1%)，但由此所增加的成本对于终端应用来说是无法接受的。
关断瞬态过程
对于故障和随后的电流中断做出快速响应是对电路的关键要求。然而，电源引线分布电感的储存能量将会产生有害的电压尖峰，当然，其中一些能量会被负载电源的分布电容所吸收，但是，为了保护MAX4373不被28V或更高的瞬态电压损害，最好提供一个快速响应的过压箝位二极管。
测试结果
用电流探针监测输入端(图1中的VIN)的负载电流。逐渐增大负载电流，直到达到门限并触发电路，响应时间约为2µs (图2)。
图2. 图1电路的测试结果，响应时间约为2µs.
欢迎分享，转载请注明来源：内存溢出
微信扫一扫
支付宝扫一扫
评论列表（0条）